MCP2517FD使用户能够轻松转换到增强CAN FD，并从中受益

Microchip Technology Inc.（美国微芯科技公司）日前宣布，开始提供业界第一款外部CAN灵活数据速率（CAN FD）控制器。采用MCP2517FD，设计人员能够很快从CAN 2.0升级到CAN FD，受益于CAN FD增强协议。

CAN FD相对于传统的CAN 2.0有很多优势，包括更快的数据速率和数据字节消息扩展等。前沿的MCP2517FD CAN FD控制器可用于任何单片机（MCU），使开发人员能够轻松实现这一技术，而且完全不需要从新设计系统。由于CAN FD的应用和转换还处于起步阶段，因此，目前可用的CAN FD MCU数量还有限。此外，换一个系统MCU会明显增加成本，开发时间和风险也会增大。采用MCP2517FD后，系统设计人员只需添加一个外部组件就可以实现CAN FD功能，同时继续使用他们的大部分设计。

MCP2517FD还支持设计人员轻松地添加更多的CAN FD通道，这些都可以用在MCU上。

Microchip模拟、电源和接口产品部副总裁Rich Simoncic说：“从CAN 2.0向CAN FD的转换已经开始，很多汽车和非汽车设计都将受益于CAN FD增强协议。然而，设计人员在选择适合其应用的具有CAN FD功能的MCU时，却几乎找不到合适的产品。MCP2517FD外部CAN FD控制器是可行的MCU替代方案，帮助设计人员最大限度地重用硬件和固件，尽可能降低重新设计的成本和复杂性。”

本视频将介绍Microchip SAML系列 MCU 的主要特性及相关工具。

SAML系列 极低功耗的32位单片机

• 业界领先的工作和休眠模式电流
- 35uA/MHz工作模式；70 CoreMark^TM/mA
• 智能低功耗外设
- 事件系统
- USB
- 电容触摸
- SERCOM
- 安全模块
- 定时器/计时器
- 可编辑逻辑
- DAC和运放（SAML21）
- 段式LCD和防篡改（SAML22）
• 业界领先的RAM保持状态功耗

热电偶在温度测量方面是使用最久、最广泛的元件之一。在恶劣环境下测量温度的应用通常都会用到热电偶，比如锅炉、烤箱以及汽车和石化应用等。热电偶能够在-200°C至+2500°C的范围内测量温度，与其他传感器相比，热电偶可以更快地对温度变化作出反应。同时，优异的抗冲击和抗振动性也是热电偶被广泛采用的一个原因。

那么，什么是热电偶呢？热电偶由两根不同材料的金属导线组成，它们的一端连接在一起。接合在一起的这端通常叫做“热”端，而开口的那一端叫做“冷”端。如图1所示，两根导线之间的差分电压可用于计算出热端的温度。

所有的热电偶都必须测量毫伏级的信号变化。最常见的热电偶类型有J、K和T，它们的室温电压分别为52 μV/°C、41 μV/°C和41 μV/°C。由于它们的电压信号很小，因而从系统噪声中提取信号是比较困难的。同时，热电偶输出与温度并非线性关系，因此需要使用高阶方程来精确计算温度。此外，热电偶测量的准确性和冷端温度测量的准确性息息相关，这使得已经相当复杂的系统变得更为复杂。通常来说，热电偶信号调理是热电偶解决方案中所需投资最大的部分。

测量选项

冷端产生的差分电压取决于热端和冷端之间的温差。因此，必须知道冷端的温度才能获得准确的整体温度读数。这就是所谓的“冷端补偿（CJC）”。热电偶解决方案的整体温度准确性受限于其CJC的温度准确性。

如今，有很多解决方案可以进行冷端温度测量，如RTD、热敏电阻和硅基IC温度传感器。热敏电阻具有响应快速和封装小巧的特点，但是它们需要线性化，温度范围较宽时准确性也受到影响。同时，它们还需要励磁电流，会产生自发热并加大功耗，进而限制了它们在许多便携式或电池供电应用中的使用。电阻温度检测器（RTD）则具备准确性、稳定性与合理的线性度。然而，封装尺寸和成本问题让它们在许多应用中受限。而硅基IC温度传感器现在的温度精度超过了0.5°C。硅基IC是一种简单的器件，只需极少的外部电路或热设计知识即可实现。近年来，凭借这种简易性以及提升的温度准确性，此类器件的应用日益普及。

一般来说，分立式热电偶解决方案使用仪表放大器（INA）来提取热电偶电压，而INA会排除掉该器件各输入端的公共电压。因为大部分的噪声都存在于各热电偶引线上，因此INA可以有效地过滤噪声。

现在市场上有很多种仪表放大器。传统的INA拓扑结构将两个运算放大器作为增益级，然后将增益信号输送给第三个配置为差分放大器的运算放大器，如图2所示。

该电路的增益用单个电阻Rgain来设置。尽管这种拓扑结构可以实现DC条件下高于80 dB的共模抑制比（CMRR），但CMRR随频率的增加会大幅降低。如果这个器件的用途之一是抑制高频噪声的话，就有问题了。使用单个电阻方法，需仔细斟酌。将内部电阻调节为一个比率而不是一个绝对值。可是，不知道内部电阻的绝对值将使得电路增益难以确定。单个电阻相对于外部增益电阻的温度系数将是不同的，这会造成一定温度范围内额外的增益误差。

新架构对电流进行叠加而非电压叠加，改善了更高频率条件下的共模抑制。如图3所示，Microchip旗下的MCP6N16器件就是这样的一个实例。该架构生成的电流使跨RG两端的电压等于从VIP到VIM之间的差分电压。

Vout = (VIP - VIM)*(1 + RF/RG)

请注意：这里使用了两个外部电阻来设置增益，消除了之前提到的采用单个电阻方法相关的顾虑。

总之，与其他温度测量系统相比，热电偶信号调理更为复杂。现代INA架构及硅基IC温度传感器的进步解决了许多与热电偶相关的历史性设计挑战。此外，几大芯片制造商也集成了许多用于CJC的模拟、混合信号与温度传感器件，在提升系统整体性能的同时进一步大大减少了设计工作。

可使用同一款单片机实现纯模拟控制的同步降压型电源和升压型电源，从而实现输出稳压。两种方案拥有一个共同的优点，即不占用任何处理器资源，这样内核就可以全力满足更为复杂的固件的需求。同时，模拟回路能够更快速地响应负载阶跃和输入电压变化，这对于不少应用而言是非常有用的。

本文讨论的单片机为 Microchip 旗下的 PIC16F753。无论是降压还是升压转换器其所需的外设集是相同的：互补输出发生器、比较器、运算放大器、9 位模数转换器、固定参考电压、斜率补偿模块，以及捕捉和比较 PWM 模块。上述外设应通过固件实现内部连接，以减少所需的外部引脚数。

电路图

降压转换器的输入电压范围为 8 至 16V DC，输出端为 5V DC、2A 和 10W。代码大小105 个字，RAM 容量 0 字节，可用代码大小 1943 字，可用 RAM 容量 128 字节。2A 条件下测定的效率为 94%。

图1所示的是一个同步降压电源框图。此处输出电压使用峰值电流模式控制进行稳 压，并使用误差运算放大器（OPA）来与参考电压进行比较。然后将结果输入到峰 值电流比较器中。内部斜率补偿模块会从误差放大器输出值中先减去一个软件可编 程斜率，再输入到峰值电流比较器。CCP捕捉和比较PWM模块提供一个具有固定频率 和固定占空比的控制信号，而峰值电流比较器输出会被选为互补输出生成器（COG） 下降沿的另一个（分级）源。

升压转换器有着相同的工作原理，图2所示即其原理框图。不过在参数规格上略有不同。具体来说，升压转换器的输入电压范围为3至5V DC，而输出端和RAM容量与降压转换器相同。代码大小99字，可用代码大小1949字。2A条件下测定的效率为87%。

工作原理

配置完外设并将它们连接在一起后，控制环路会自动运 行，无需占用处理器时间。占空比超过50%时，峰值电流控制方案需要斜率补偿以 防止振荡。占空比较低时， 如果电流检测电阻较小，斜 率补偿还有助于稳定控制环路。PIC16F753具有一个内部斜率补偿模块，将误差放大器输出馈送至峰值电流 比较器之前，可利用此模块从该输出中减去一个可编程 的斜坡。

对于同步开关电源，晶体管控制信号需要一个较小的死区来避免产生直通电流。
COG可根据振荡器频率或模 拟延时链生成此信号。利用模拟延时链，用户可设置一个分辨率为5 ns的死区，该死区非常适合小晶体管。 针对此特定应用，将死区设置为30 ns。

对于降压拓扑，电感电流等于负载电流。为了能够使用下桥臂电流检测电阻来测量 峰值电感电流，需要进行一些修改。通常情况下，电流检测电阻得到的是峰值 电流控制方案无法使用的滤波输出电流。通过电流检测 电阻将输出电容接地后，ESR 会增大，但生成的波形与电感电流波形非常相近。这种方法的缺点在于效率略 低， 但上桥臂电流检测电阻通常需要附加电路（电流镜 或专用IC），而这会增加成本。

而在升压拓扑结构中，电感电流等于输入电流。电感峰值电流由放置在晶体管源极和地之间的电阻直接测量。

输入和输出

控制环路中没有集成输出电流限制功能，因此应使用第二个比较器并将其选作COG 的自动关断源。误差放大器输出即为电感峰值电流限值，因此通过电阻分压器使该值保持为较低值有助于避免浪涌电流问题和灾难性 的短路状态。但是，这种方法的缺点在于系统增益的降低以及对瞬态的响应变慢。OPA输出引脚与斜率补偿 模块输入引脚相同，因此这两个外设可以一起使用，无需任何其他外部连接。如果使用电阻分压器限制OPA输出电压，则必须将其从外部连接到FVR缓冲器输入引脚。

升压转换器的输入电压应通过小型二极管连接至单片机，并自举到输出端。这样， 当输出电压上升时，它就会为单片机和MOSFET驱动器供电。这实现了效率的提升， 因为更高的VGS将会改善RDS(ON)，而低于4.5V的间隔对大多数功率晶体管而言都是一个问题。同时，这使得FVR成为唯一现有的稳定参考电压，而电路也需要做出一些改变以确保回路的参考电压永远不受电源或输出电压影响。由于控制回路的参考电压来自于DAC，因而这一外设也需要一个稳定的基准。1.2V的FVR被选作DAC参考电压，可满足上述所有要求。

从电源经过电感和整流二极管再到输出端，升压拓扑结构有一个明确的DC电流流通路径，即使是在开关晶体管阻断的情况下。限流回路只在开关频率变为零之前能起到防止过流的作用。而这之后如果没有额外的保护开关，就可能会出现灾难性的短路事件。因此，我们可以在输出端下桥臂放置一个额外的晶体管以便在短路发生时切断负荷。

就基于比较器的短路保护应用而言，必须在整个工作电压范围内都确保有稳定的参考电压。由于输出电流分流电压通常都太小而无法直接与1.2V FVR一起使用，因此我们需要将其经由外部发送，先通过FVR缓冲器，然后通过电阻分压器，以获取比较器所需的基准电压。由于FVR缓冲器采取了这一应用方式，则运算放大器输出必须与斜率补偿模块一起直接使用，而不应使用额外的分压器。这样不仅不占用处理器时间，还应用了更多的引脚和外设。而就基于ADC的短路保护应用而言，电流监测电阻的电压和FVR值在固件中读取。需要读取FVR电压才能计算VDD值（在低于5V 的条件下），在这种情况下即为ADC参考电压。虽然这不需要使用额外的比较器、I/O引脚或外部电阻，但是它却需要一些程序空间和处理器时间。

我们必须对转换器针对特定负载进行补偿，同时也必须在所有工作条件下验证其稳定性。

与使用专门的PWM控制芯片相比，性能是相似的，但是PIC单片机的使用提升了灵活性。此外，模拟控制回路可以独立运行，所以单片机内核可完全自由地运行用户的算法、测量各项电源参数或发送相关的信息。

应用

应用模拟控制回路的电源可以足够快地响应动态负载和输入电压的变化。对于诸如LED或热电电池等电流控制的负载而言，电压反馈可由平均电流反馈来替代。该电源还可用于需要对电压和电流进行控制的各种应用，例如CC和CV电池充电器等。PIC16F753 DAC具有9位分辨率，在降压转换器应用中可通过1/2输出分压器转换为20 mV的最小电压歩阶，在升压转换器应用中可通过1/5输出分压器转换为50 mV的最小电压歩阶。

该应用需要一个运算放大器、一个比较器和一个DAC。DAC输出端可由内部连接至运算放大器，因此这就节省了一个引脚。CCP模块会针对COG生成一个具有固定频率、固定占空比的信号。根据限制OPA输出的用户选项，电阻分压器需经由外部连接至FVR缓冲器输入端。如果不使用电阻分压器，那么就不需要使用两个引脚，一个就足够了。在这种情况下，与斜率补偿模块输入引脚为同一引脚的运算放大器输出引脚，即被配置为模拟引脚，并且不应被用于其它用途。我们可以将仅用作输入功能的数字引脚当作一个按键来使用或者用于其它类似用途。在运行期间，编程数据I/O引脚和其它两个引脚处于空闲状态，可用于用户特定的用途。

升压转换器替代设计

我们还可以使用PIC12F1501来创建数字控制升压电源。它在轻负载、硬件过压保护 方面效率较高，并且只需使用少量的元件即可。所需的外设包括两个10位ADC通道、一个FVR、比较器、数控振荡器和互补波形发生器。上述外设通过固件进行内部连 接，从而将所需的外部引脚数降低到了三个。该应用的框图如图3所示。

我们应用比例控制回路来调节输出电压和电流。使用两个ADC通道来读取输出值， 并对控制信号作相应的调整。数控振荡器使用频率可变的固定导通时间脉冲来进行占空比脉冲频率调制。

在本视频中，我们将介绍AVR®串行外设接口模块，即SPI模块。
凭借AVR® SPI，可在器件和外部外设元件之间进行高速同步数据传输。他可以作为主站或从站工作，采用小尾数或大尾数位顺序，并且可配置时钟速度。