简介

Microchip对其产品线进行了扩展，其中包括大量具有良好性价比但不具有内部数据 EEPROM 的 PIC^® 单片机 （MCU）。

许多应用使用表读和表写操作将非易失性信息存储到闪存程序存储器中。然而，那些需要频繁更新这些数据的应用场合对 MCU/ 数字信号控制器 （Digital Signal Controller，DSC）器件耐用性的要求可能比闪存存储器更高。

有一种解决方法是选择使用外部串行 EEPROM。不过这对于那些成本敏感或受引脚限制的应用来说可能也并不适用。

该应用笔记介绍用于解决上述问题的第三种选择。这种算法的特点是采用一个类似于内部数据 EPROM 的接口，最高可将现有程序存储器的耐用性提升为原来的500 倍。

本应用笔记将演示 AVR^® DA 单片机的 2D 触摸表面实现，其中使用片上外设触摸控制器（Peripheral Touch Controller，PTC）和 Microchip 触摸库实现集成手势识别。具体将演示 AVR DA 单片机的高级低功耗触摸测量功能，以及如何使用 PTC 外设（令 CPU 处于待机休眠模式）以最大限度地降低功耗。

单片机在正常工作时，因某种原因造成突然掉电，将会丢失数据存储器(RAM)里的数据。在某些应用场合如测量、控制等领域，单片机正常工作中采集和运算出一些重要数据，待下次上电后需要恢复这些重要数据。

因此，在一些没有后备供电系统的单片机应用系统中，有必要在系统完全断电之前，把这些采集到的或计算出的重要数据保存在FLASH或EEPROM中。为此，通常做法是在这些系统中加入单片机掉电检测电路与单片机掉电数据保存。

用法拉电容可简单实现单片机掉电检测与数据掉电保存。电路见下图。这里用6V供电(如7806)，为什么用6V不用5V是显而易见的。

电路中的二极管们一般都起两个作用：

一是起钳位作用，钳去0.6V，保证使大多数实用5V供电的单片机（比如51单片机）都能在4.5V--5.5V之间的标称工作电压下工作。

而4.5-5.5间这1V电压在0.47F电容的电荷流失时间就是我们将来在单片机掉电检测报警后我们可以规划的预警回旋时间。

二是利用单向导电性保证向储能电容0.47F/5.5V单向冲电。

两只47欧电阻作用：

第一，对单片机供电限流。

一般地单片机电源直接接7805上，这是个不保险的做法，为什么?因为7805可提供高达2A的供电电流，异常时足够把单片机芯片内部烧毁。

有这个47欧姆电阻保护，即使把芯片或者极性插反也不会烧单片机和三端稳压器，但这个电阻也不能太大，上限不要超过220欧，否则对单片机内部编程时，会编程失败(其实是电源不足)。

第二，和47UF和0.01UF电容一起用于加强电源滤波。

第三，对0.47F/5.5V储能电容，串入的这只47欧电阻消除"巨量法拉电容"的上电浪涌.实现冲电电流削峰。

现在我们算一算要充满0.47F电容到5.5V，即使用5.5A恒流对0.47F电容冲电，也需要0.47秒才能冲到5.5V，因此我们可以知道：

1）如果没有47欧姆电阻限流，上电瞬间三端稳压器必然因强大过电流而进入自保。

2）长达0.47秒(如果真有5.5A恒流充电的话)缓慢上电，如此缓慢的上电速率，将使得以微分(RC电路)为复位电路的51单片机因为上电太慢无法实现上电复位.(其实要充满0.47UF电容常常需要几分种)。

3）正因为上电时间太慢，将无法和今天大多数主流的以在线写入(ISP)类单片机与写片上位计算机软件上预留的等待应答时间严重不匹配(一般都不大于500MS)，从而造成应答失步，故总是提示"通信失败"。

知道这个道理你就不难理解，这个电路最上面的二极管和电阻串联起来就是必须要有上电加速电路。这里还用了一只(内部空心不带蓝色的)肖特基二极管(1N5819)从法拉电容向单片机VCC放电，还同时阻断法拉电容对上电加速电路的旁路作用，用肖特基二极管是基于其在小电流下导通电压只有0.2V左右考虑的，目的是尽量减少法拉电容在单片机掉电时的电压损失，多留掉点维持时间。

三极管9014和钳制位二极管分压电阻垫位电阻(470欧姆)等构成基极上发射极双端输入比较器，实现单片机掉电检测和发出最高优先级的掉电中断，单片机掉电保存程执行。这部分电路相当于半只比较器LM393，但电路更简单耗电更省(掉电时耗电小于0.15MA)。

47K电阻和470欧姆二极管1N4148一道构成嵌位电路，保证基极电位大约在0.65V左右 (可这样计算0.6(二极管导通电压)+5*0.47/47)，这样如果9014发射极电压为0(此时就是外部掉电)，三极管9014正好导通，而且因为51单片机P3.2高电平为弱上拉(大约50UA)，此时9014一定是导通且弱电流饱和的，这样就向单片机内部发出最高硬件优先级的INX0掉电检测中断。

而在平时正常供电时，因发射极上也大约有6*0.22/2.2=0.6V电压上顶，不难发现三极管9014一定处于截止状态，而使P3.2维持高电平的，单片机掉电保存中断程序不被触发。

最后还有两个重要软件和硬件note：

软件上：INX0监测引脚在硬件上(设计)是处于最高优先级的，这里还必须要在软件保证最高级别的优先，从而确保单片机掉电时外部中断0能打断其他任何进程，最高优先地被检测和执行。其次在INX0的掉电保存写入子程序模块入口，还要用：

MOV P1,#00H
MOV P2,#00H
MOV P3,#00H
MOV P0,#00H
SJMP 掉电保存

来阻断法拉电容的电荷通过单片机口线外泄和随后跳转掉电保存写入子程序模块(见硬件要点)。

硬件上：凡是驱动单片机外部口线等的以输出高电平驱动外部设备，其电源不能和电片机的供电电压VCC去争抢(例如上拉电阻供电不取自单片机VCC)。而应直接接在电源前方，图中4.7K电阻和口线PX.Y就是一个典型示例，接其它口线PX.Y'和负载也雷同。

这里与上拉4.7K电阻相串联二极管也有两个作用:

• 钳去0.6V电压以便与单片机工作电压相匹配，防止口线向单片机内部反推电，造成单片机口线功能紊乱。

• 利用二极管单向供电特性，防止掉电后单片机通过口线向电源和外部设备反供电。

上面的单片机掉电检测电路，在与掉电保存写入子程序模块结合起来，就可以保证在单片机掉电期间，不会因法拉电容上的积累电荷为已经掉电的外部电路无谓供电和向电源反供电造成电容能量泄放缩短掉电维持时间。

有了这些基础，我们来计算0.47UF的电容从5.5V跌落到4.5V(甚至可以下到3.6V)所能维持的单片机掉电工作时间.这里假设设单片机工作电流为20MA(外设驱动电流已经被屏蔽)不难算出:

T=1V*0.47*1000(1000是因为工作电流为毫安)/20=23.5秒

单片机程序编译之后，除了生成hex文件之外还生成了bin文件，实际它们都是单片机的下载文件，下文介绍它们的区别。

Hex

Hex文件包含地址信息。

在用ISP方式烧写程序时，有这样的经验：

• 选择单片机型号

• 选择串口号

• 设置波特率(或者默认)

• 选择下载的文件

• 点击下载按钮下载

在串口工具中，操作如下图红框所示。

经过这几步后，程序下载工作就完成了，在以上的步骤中我们并没有选择要把程序下载到单片机的哪块内存中，即不需要设置地址。因为HEX文件内部的信息已经包括了地址，相关文章推荐:在SMT32的HEX文件里加入固件版本信息。

单片机一般是下载hex文件。

BIN

BIN文件格式只包括了数据本身，没有包含地址。烧写BIN文件的时候，用户是一定需要指定地址信息的。

所以在下载bin文件时需要选择内存的起始地址和终止地址，即要把bin文件下载到指定的内存空间，相关文章移步此处:STM32单片机中Hex、Bin文件的区别与应用。

通常需要指定程序内存地址的芯片为ARM芯片和DSP芯片。

文件大小

对于bin文件，通过右键属性查看到的文件的大小就是数据的实际大小。

而对HEX文件而言，你看到的文件大小并不是实际的数据的大小。一是因为HEX文件是用ASCII来表示数据，二是因为HEX文件本身还包括别的附加信息。

ADC的种类很多，对应的精度和误差也有很多，本文就来讲讲关于ADC精度和误差的内容。

ADC介绍

ADC：Analog Digital Converter，指模数转换，也就是（电压）模拟量转换成数字量。

大多数MCU中都集成了ADC模块，同时ADC也是在产品开发中使用率较高的一个模块，相信大部分人都使用过ADC这个功能。

在STM32中内置最多四个高级12位ADC控制器（ADC1、2、3、4）。当然，ADC控制器数量多少取决于STM32型号，还有部分STM32具有16位采样的ADC（如STM32F373）。他们提供自校准功能，用于提高环境条件变化时的ADC精度。

我们平时在使用ADC中要求不是很高，可能就没有在于ADC转换的值是否精确。但是，有些特定场合就需要更精确的转换值，那么我们就需要对ADC做更多了解。下面章节带领大家了解相关内容。

ADC误差

在涉及模数转换的应用中， ADC精度会影响整体的系统质量和效率。为了提高此精度，有必要了解与ADC相关的误差。

ADC误差主要包含：ADC自身和环境导致的误差。

1、ADC自身导致的误差

说误差之前，先说下ADC精度，为便于参考，将精度误差表达为1 LSB的倍数：

A、偏移误差

偏移误差是第一次实际转换和第一次理想转换之间的偏离。第一次转换发生在数字ADC输出从0变为1时。理想情况下，当模拟输入介于0.5 LSB和1.5 LSB之间时，数字输出应为1。

仍然是理想情况下，第一次转换发生在0.5 LSB处。用EO表示偏移误差。可通过应用固件轻松校准偏移误差。

正偏移误差的表示方法：

负偏移误差的表示方法：

B、增益误差

增益误差是最后一次实际转换和最后一次理想转换之间的偏离。增益误差用EG表示。

正增益误差的表示方法：

负增益误差的表示方法：

C、微分线性误差

微分线性误差（ DLE）为实际步进和理想步进之间的最大偏离。这里的“理想情况”不是指理想传输曲线，而是指ADC分辨率。

理想情况下， 1 LSB的模拟输入电压变化量应导致数字代码变化。如果需要大于1 LSB的模拟输入电压才能导致数字代码变化，将观察到微分线性误差。因此， DLE对应于从一个数字代码变为下一个数字代码所需的最大额外电压。

D、积分线性误差

积分线性误差为任何实际转换和端点相关线间的最大偏离，用EL表示ILE。

端点相关线可以定义为A/D传输曲线上连接第一次实际转换与最后一次实际转换的线。EL是指与每一次转换的这条线的偏离。因此，端点相关线对应于实际传输曲线并且与理想传输曲线不相关。

E、总未调整误差

总未调整误差（ TUE）为实际和理想传输曲线间的最大偏离。此参数指定可能发生的会导致理想数字输出与实际数字输出之间最大偏离的总误差。TUE是记录到的任何输入电压的理想预期值与从ADC获得的实际值之间的最大偏离。

2、ADC环境导致的误差

A、参考电压噪声

由于ADC输出为模拟信号电压与参考电压之比，因此模拟参考上的任何噪声都会导致转换后数字值的变化。在某些封装中， VDDA模拟电源被用作参考电压（ VREF+），因此VDDA电源的质量会影响ADC误差。

B、参考电压/电源调节

电源调节对于ADC精度十分重要，因为转换结果是模拟输入电压与VREF+值之比。
当连接到VDDA或VREF+时，如果这些输入上的负载及其输出阻抗导致电源输出下降，将在转换结果中产生误差。

C、外部参考电压参数

当使用外部参考电压源（ VREF+引脚上）时，该外部参考源有一些重要参数。必须考虑三个参考电压规格：温度漂移、电压噪声和长期稳定性。

D、模拟输入信号噪声

在采样时间内，小而高频率的信号变化可导致较大转换误差。此噪声由电气设备（例如电机、发动机点火、电源线）生成。它增加了不需要的信号，因此会影响源信号（例如传感器）。这样一来，导致ADC转换结果不准确。

E、最大输入信号幅度的ADC动态范围匹配不佳

为获得最高ADC转换精度， ADC动态范围必须与待转换信号的最大幅度相匹配。

我们假设待转换信号在0 V与2.5 V之间变化，并且VREF+等于3.3 V。如下图，有部分未使用的ADC转换范围，也会使转换后信号精度下降。

如何提高ADC采集数据准确性

这个问题之前写过相关的内容，只是没有单独提出来说，这里汇总一下。

1、减少ADC相关误差的影响

上面描述了“ADC自身导致的误差”，使用STM32 ADC自校准功能或通过微控制器固件可以轻松补偿偏移误差和增益误差。

之前在分享的代码中有提到，比如通过软件校正：

ADC_StartCalibration(ADC1);

2、使外部环境误差最小化

A、参考电压/电源噪声最小化

也就是在VREF和VDDA引脚连接外部去耦电容。

B、模拟输入信号噪声消除

通过添加外部RC滤波器以消除高频。

C、将ADC动态范围与最大信号幅度进行匹配

也就是将参考电压范围匹配采样电压（当然，需要有参考电压引脚的芯片才行）。

同时，也可以使用放大器针对ADC范围调整输入信号范围：

D、温度影响补偿

第一种方法是完整描述偏移和增益漂移特性，并在存储器中提供查询表，以便根据温度变化修正测量值。此校准方法需要额外的成本和时间。

第二种方法包括使用内部温度传感器和ADC看门狗，以在温度变化达到给定值时重新校准ADC。

E、优化PCB布局

• 将模拟和数字布局分开
• 隔离模拟和数字电路电源
• 对供电和接地使用单独的PCB层

3、提高精度的软件方法

A、平均采样

·平均会降低速度但可以提高精度

B、数字滤波（抑制DC值中的50/60 Hz噪声）

·设置适当的采样频率（这种情况下，从计时器触发十分有用）。
·对采样数据执行软件后处理（例如，对50 Hz噪声及其谐波抑制进行组合滤波）。

C、AC测量的快速傅里叶变换（ FFT）

·此方法可以显示被测信号中的谐波部分。
·由于使用了更强的计算能力，因此速度较慢。

D、ADC校准：偏移、增益、位权重校准

·ADC校准可减少内部ADC误差。但是，必须知道内部ADC结构。

E、使CPU生成的内部噪声最小化

应用设计必须确保

·ADC转换期间来自微控制器的干扰尽可能小。
·使采样和转换期间的数字信号变化量最小化（数字静默）。