用于电压转换的开关稳压器通常使用电感来临时存储能量，这些电感的尺寸通常非常大，必须在开关稳压器的印刷电路板(PCB)布局中为其安排位置。这项任务并不难，因为通过电感的电流可能会变化，但并非瞬间变化，可能是连续的，通常相对缓慢。

开关稳压器在两个不同路径之间来回切换电流。这种切换非常快，具体切换速度取决于切换边缘的持续时间。开关电流流经的走线称为热回路或交流电流路径，其在一个开关状态下传导电流，在另一个开关状态下不传导电流。在PCB布局中，应使热回路面积小且路径短，以便最大限度地减小这些走线中的寄生电感。寄生走线电感会产生无用的电压失调并导致电磁干扰(EMI)。

图1.用于降压转换的开关稳压器（带如虚线所示的关键热回路

图1所示为一个降压调节器，其中关键热回路显示为虚线。可以看出，线圈L1不是热回路的一部分。因此，可以假设该电感器的放置位置并不重要。使电感器位于热回路以外是正确的——因此在第一个实例中，安放位置是次要的，不过也应遵循一些规则：

• 不得在电感下方（PCB表面或下方都不行）、在内层里或PCB背面布设敏感的控制走线。受电流流动的影响，线圈会产生磁场，结果会影响信号路径中的微弱信号。在开关稳压器中，一个关键信号路径是反馈路径，其将输出电压连接到开关稳压器IC或电阻分压器。

• 实际线圈既有电容效应，也有电感效应。第一个线圈绕组直接连接到降压开关稳压器的开关节点，如图1所示。结果，线圈里的电压变化与开关节点处的电压一样强烈而迅速。由于电路中的开关时间非常短且输入电压很高，PCB上的其他路径上会产生相当大的耦合效应。因此，敏感的走线应该远离线圈。

图2.带有线圈安放位置的ADP2360降压转换器的示例电路

图2所示为ADP2360的示例布局。在本图中，图1中的重要热回路标为绿色。从图中可见，黄色反馈路径离线圈L1有一定距离。它位于PCB的内层。

一些电路设计者甚至不希望线圈下的PCB中有任何铜层。例如，它们会在电感下方提供切口，即使在接地平面层中也是如此。其目标是防止线圈下方接地平面因线圈磁场形成涡流。这种方法没有错，但也有争论认为，接地平面要保持一致，不应中断：

• 用于屏蔽的接地平面在不中断时效果最佳。

• PCB的铜越多，散热越好。

• 即使产生涡流，这些电流也只能局部流动，只会造成很小的损耗，并且几乎不会影响接地平面的功能。

虽然开关稳压器的线圈不是临界热回路的一部分，但不在线圈下方或靠近线圈处布敏感的控制走线却是明智的。PCB上的各种平面，例如接地平面或VDD平面（电源电压），可以连续构造，无需切口。

电流检测技术在现今的生活与工作中都有广泛的应用，许多的系统中都需要检测流入和流出的电流大小，检测电流大小能够避免器件出错。所以我们今天的主角就是“开关模式电源的电流检测技术”。

基本知识谈

电流模式控制由于其高可靠性、环路补偿设计简单、负载分配功能简单可靠的特点，被广泛用于开关模式电源。电流检测信号是电流模式开关模式电源设计的重要组成部分，它用于调节输出并提供过流保护。图1显示了 ADI LTC3855同步开关模式降压电源的电流检测电路。LTC3855是一款具有逐周期限流功能的电流模式控制器件。检测电阻RS监测电流。

图1. 开关模式电源电流检测电阻(RS)

图2显示了两种情况下电感电流的示波器图像：第一种情况使用电感电流能够驱动的负载（红线），而在第二种情况下，输出短路（紫线）。

图2. LTC3855限流与折返示例，在1.5 V/15 A供电轨上测量

最初，峰值电感电流由选定的电感值、电源开关导通时间、电路的输入和输出电压以及负载电流设置（图中用“1”表示）。当电路短路时，电感电流迅速上升，直至达到限流点，即 RS × IINDUCTOR (IL)等于最大电流检测电压，以保护器件和下游电路（图中用“2”表示）。然后，内置电流折返限制（图中数字“3”）进一步降低电感电流，以将热应力降至最低。

电流检测还有其他作用。在多相电源设计中，利用它能实现精确均流。对于轻负载电源设计，它可以防止电流反向流动，从而提高效率（反向电流指反向流过电感的电流，即从输出到输入的电流，这在某些应用中可能不合需要，甚至具破坏性）。另外，当多相应用的负载较小时，电流检测可用来减少所需的相数，从而提高电路效率。对于需要电流源的负载，电流检测可将电源转换为恒流源，以用于LED驱动、电池充电和驱动激光等应用。

检测电阻放哪最合适？

电流检测电阻的位置连同开关稳压器架构决定了要检测的电流。检测的电流包括峰值电感电流、谷值电感电流（连续导通模式下电感电流的最小值）和平均输出流。检测电阻的位置会影响功率损耗、噪声计算以及检测电阻监控电路看到的共模电压。

放置在降压调节器高端

对于降压调节器，电流检测电阻有多个位置可以放置。当放置在顶部MOSFET的高端时（如图3所示），它会在顶部MOSFET 导通时检测峰值电感电流，从而可用于峰值电流模式控制电源。但是，当顶部MOSFET关断且底部MOSFET导通时，它不测量电感电流。

图3. 带高端RSENSE的降压转换器

在这种配置中，电流检测可能有很高的噪声，原因是顶部 MOSFET的导通边沿具有很强的开关电压振荡。为使这种影响最小，需要一个较长的电流比较器消隐时间（比较器忽略输入的时间）。这会限制最小开关导通时间，并且可能限制最小占空比（占空比 = VOUT/VIN）和最大转换器降压比。注意在高端配置中，电流信号可能位于非常大的共模电压(VIN)之上。

放置在降压调节器低端

图4中，检测电阻位于底部MOSFET下方。在这种配置中，它检测谷值模式电流。为了进一步降低功率损耗并节省元件成本，底部FET RDS(ON)可用来检测电流，而不必使用外部电流检测电阻RSENSE。

图4. 带低端RSENSE的降压转换器

这种配置通常用于谷值模式控制的电源。它对噪声可能也很敏感，但在这种情况下，它在占空比较大时很敏感。谷值模式控制的降压转换器支持高降压比，但由于其开关导通时间是固定/ 受控的，故最大占空比有限。

降压调节器与电感串联

图5中，电流检测电阻RSENSE与电感串联，因此可以检测连续电感电流，此电流可用于监测平均电流以及峰值或谷值电流。所以，此配置支持峰值、谷值或平均电流模式控制。

图5. RSENSE与电感串联

这种检测方法可提供最佳的信噪比性能。外部RSENSE通常可提供非常准确的电流检测信号，以实现精确的限流和均流。但是，RSENSE也会引起额外的功率损耗和元件成本。为了减少功率损耗和成本，可以利用电感线圈直流电阻(DCR)检测电流，而不使用外部RSENSE。

放置在升压和反相调节器的高端

对于升压调节器，检测电阻可以与电感串联，以提供高端检测 （图6）。

图6. 带高端RSENSE的升压转换器

升压转换器具有连续输入电流，因此会产生三角波形并持续监测电流。

放置在升压和反相调节器的低端

检测电阻也可以放在底部MOSFET的低端，如图7所示。此处监测峰值开关电流（也是峰值电感电流），每半个周期产生一个电流波形。MOSFET开关切换导致电流信号具有很强的开关噪声。

图7. 带低端RSENSE的升压转换器

SENSE电阻放置在升降压转换器低端或与电感串联

图8显示了一个4开关升降压转换器，其检测电阻位于低端。当输入电压远高于输出电压时，转换器工作在降压模式；当输入电压远低于输出电压时，转换器工作在升压模式。在此电路中，检测电阻位于4开关H桥配置的底部。器件的模式（降压模式或升压模式）决定了监测的电流。

图8. 带低端RSENSE的升压转换器

在降压模式下（开关D一直导通，开关C一直关断），检测电阻监测底部开关B电流，电源用作谷值电流模式降压转换器。

在升压模式下（开关A一直导通，开关B一直关断），检测电阻与底部MOSFET (C)串联，并在电感电流上升时测量峰值电流。在这种模式下，由于不监测谷值电感电流，因此当电源处于轻负载状态时，很难检测负电感电流。负电感电流意味着电能从输出端传回输入端，但由于这种传输会有损耗，故效率会受损。对于电池供电系统等应用，轻负载效率很重要，这种电流检测方法不合需要。

图9电路解决了这个问题，其将检测电阻与电感串联，从而在降压和升压模式下均能连续测量电感电流信号。由于电流检测 RSENSE连接到具有高开关噪声的SW1节点，因此需要精心设计控制器IC，使内部电流比较器有足够长的消隐时间。

图9. LT8390升降压转换器，RSENSE与电感串联

输入端也可以添加额外的检测电阻，以实现输入限流；或者添加在输出端，用于电池充电或驱动LED等恒定输出电流应用。这种情况下需要平均输入或输出电流信号，因此可在电流检测路径中增加一个强RC滤波器，以减少电流检测噪声。 

电流检测方法使用说明书

开关模式电源有三种常用电流检测方法是：使用检测电阻，使用MOSFET RDS(ON)，以及使用电感的直流电阻(DCR)。每种方法都有优点和缺点，选择检测方法时应予以考虑。

检测电阻电流传感

作为电流检测元件的检测电阻，产生的检测误差最低（通常在1%和5%之间），温度系数也非常低，约为100 ppm/°C (0.01%)。在性能方面，它提供精度最高的电源，有助于实现极为精确的电源限流功能，并且在多个电源并联时，还有利于实现精密均流。

图10. RSENSE电流检测

另一方面，因为电源设计中增加了电流检测电阻，所以电阻也会产生额外的功耗。因此，与其他检测技术相比，检测电阻电流监测技术可能有更高的功耗，导致解决方案整体效率有所下降。专用电流检测电阻也可能增加解决方案成本，虽然一个检测电阻的成本通常在0.05美元至0.20美元之间。

选择检测电阻时不应忽略的另一个参数是其寄生电感（也称为有效串联电感或ESL）。检测电阻可以用一个电阻与一个有限电感串联来正确模拟。

图12. RSENSE ESL模型

此电感取决于所选的特定检测电阻。某些类型的电流检测电阻，例如金属板电阻，具有较低的ESL，应优先使用。相比之下，绕线检测电阻由于其封装结构而具有较高的ESL，应避免使用。一般来说，ESL效应会随着电流的增加、检测信号幅度的减小以及布局不合理而变得更加明显。电路的总电感还包括由元件引线和其他电路元件引起的寄生电感。电路的总电感也受到布局的影响，因此必须妥善考虑元件的布局，不恰当的布局可能影响稳定性并加剧现有电路设计问题。

检测电阻ESL的影响可能很轻微，也可能很严重。ESL会导致开关栅极驱动器发生明显振荡，从而对开关导通产生不利影响。它还会增加电流检测信号的纹波，导致波形中出现电压阶跃，而不是预期的如图13所示的锯齿波形。这会降低电流检测精度。

图13. RSENSE ESL可能会对电流检测产生不利影响

为使电阻ESL最小，应避免使用具有长环路（如绕线电阻）或长引线（如厚电阻）的检测电阻。薄型表面贴装器件是首选，例子包括板结构SMD尺寸0805、1206、2010和2512，更好的选择包括倒几何SMD尺寸0612和1225。

基于功率MOSFET的电流检测

利用MOSFET RDS(ON)进行电流检测，可以实现简单且经济高效的电流检测。LTC3878是一款采用这种方法的器件。它使用恒定导通时间谷值模式电流检测架构。顶部开关导通固定的时间，此后底部开关导通，其RDS压降用于检测电流谷值或电流下限。

图14. MOSFET RDS(ON)电流检测

虽然价格低廉，但这种方法有一些缺点。首先，其精度不高， RDS(ON)值可能在很大的范围内变化（大约33%或更多）。其温度系数可能也非常大，在100°C以上时甚至会超过80%。另外，如果使用外部MOSFET，则必须考虑MOSFET寄生封装电感。这种类型的检测不建议用于电流非常高的情况，特别是不适合多相电路，此类电路需要良好的相位均流。

电感DCR电流检测

电感直流电阻电流检测采用电感绕组的寄生电阻来测量电流，从而无需检测电阻。这样可降低元件成本，提高电源效率。与MOSFET RDS(ON)相比，铜线绕组的电感DCR的器件间偏差通常较小，不过仍然会随温度而变化。它在低输出电压应用中受到青睐，因为检测电阻上的任何压降都代表输出电压的一个相当大部分。将一个RC网络与电感和寄生电阻的串联组合并联，检测电压在电容C1上测量（图15）。

图15. 电感DCR电流检测

通过选择适当的元件(R1 × C1 = L/DCR)，电容C1两端的电压将与电感电流成正比。为了最大限度地减少测量误差和噪声，最好选择较低的R1值。

电路不直接测量电感电流，因此无法检测电感饱和。推荐使用软饱和的电感，如粉芯电感。与同等铁芯电感相比，此类电感的磁芯损耗通常较高。与RSENSE方法相比，电感DCR检测不存在检测电阻的功率损耗，但可能会增加电感的磁芯损耗。

使用RSENSE和DCR两种检测方法时，由于检测信号较小，故均需要开尔文检测。必须让开尔文检测痕迹（图5中的SENSE 和 SENSE-）远离高噪声覆铜区和其他信号痕迹，以将噪声提取降至最低，这点很重要。某些器件（如LTC3855）具有温度补偿DCR检测功能，可提高整个温度范围内的精度。

表1. 电流检测方法的优缺点

表1中提到的每种方法都为开关模式电源提供额外的保护。取决于设计要求，精度、效率、热应力、保护和瞬态性能方面的权衡都可能影响选择过程。电源设计人员需要审慎选择电流检测方法和功率电感，并正确设计电流检测网络。ADI LTpowerCAD设计工具和LTspice®电路仿真工具等计算机软件程序，对简化设计工作并获得最佳结果会大有帮助。

其他电流检测方法

还有其他电流检测方法可供使用。例如，电流检测互感器常常与隔离电源一起使用，以跨越隔离栅对电流信号信息提供保护。这种方法通常比上述三种技术更昂贵。此外，近年来集成栅极驱动器(DrMOS)和电流检测的新型功率MOSFET也已出现，但到目前为止，还没有足够的数据来推断DrMOS在检测信号的精度和质量方面表现如何。

软件推荐  

LTspice 

LTspice是一款强大、快速、免费的仿真工具、原理图采集和波形查看器，具有增强功能和模型，可改善开关稳压器的仿真。

LTpowerCAD

LTpowerCAD设计工具是一款完整的电源设计工具程序，可显著简化电源设计任务。它引导用户寻找解决方案，选择功率级元件，提供详细效率信息，显示快速环路波特图稳定性和负载瞬态分析，并可将最终设计导出至LTspice进行仿真。

功率MOSFET是便携式设备中大功率开关电源的主要组成部分。此外，对于散热量极低的笔记本电脑来说，这些MOSFET是最难确定的元件。本文给出了计算MOSFET功耗以及确定其工作温度的步骤，并通过多相、同步整流、降压型CPU核电源中一个30A单相的分布计算示例，详细说明了上述概念。

也许，今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。CPU的电源电流最近每两年就翻一番。事实上，今天的便携式核电源电流需求会高达60A或更多，电压介于0.9V和1.75V之间。但是，尽管电流需求在稳步增长，留给电源的空间却并没有增加—这个现实已达到了热设计的极限甚至超出。

如此高电流的电源通常被分割为两个或更多相，每一相提供15A到30A。这种方式使元件的选择更容易。例如，一个60A电源变成了两个30A电源。但是，这种方法并没有额外增加板上空间，对于热设计方面的挑战基本上没有多大帮助。

在设计大电流电源时，MOSFET是最难确定的元件。这一点在笔记本电脑中尤其显著，这样的环境中，散热器、风扇、热管和其它散热手段通常都留给了CPU。这样，电源设计常常要面临狭小的空间、静止的气流以及来自于附近其它元件的热量等不利因素的挑战。而且，除了电源下面少量的印制板铜膜外，没有任何其它手段可以用来协助耗散功率。

在挑选MOSFET时，首先是要选择有足够的电流处理能力，并具有足够的散热通道的器件。最后还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。本文将一步一步地说明如何计算这些MOSFET的功率耗散，并确定它们的工作温度。然后，通过分析一个多相、同步整流、降压型CPU核电源中某一个30A单相的设计实例，进一步阐明这些概念。

计算MOSFET的耗散功率

为了确定一个MOSFET是否适合于某特定应用，你必须计算一下其功率耗散，它主要包含阻性和开关损耗两部分：

PD_{DEVICE TOTAL} = PD_RESISTIVE + PD_SWITCHING

由于MOSFET的功率耗散很大程度上依赖于它的导通电阻(R_DS(ON))，计算R_DS(ON)看上去是一个很好的出发点。但是MOSFET的R_DS(ON)与它的结温(T_J)有关。话说回来，T_J又依赖于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的热阻(Θ_JA)。这样，似乎很难找到一个着眼点。由于功率耗散的计算涉及到若干个相互依赖的因素，我们可以采用一种迭代过程获得我们所需要的结果(图1)。

图1. 该流程图展示了选择各MOSFET (同步整流器和开关MOSFET)的迭代过程。在这个过程中，各MOSFET的结温为假设值，两个MOSFET的功率耗散和允许环境温度通过计算得出。当允许的环境温度达到或略高于我们所期望的机箱内最高温度时(机箱内安装了电源及其所驱动的电路)，这个过程就结束了。

迭代过程始于为每个MOSFET假定一个结温，然后，计算每个MOSFET各自的功率耗散和允许的环境温度。当允许的环境气温达到或略高于电源及其所驱动的电路所在的机壳的期望最高温度时，这个过程便结束了。

有些人总试图使这个计算所得的环境温度尽可能高，但通常这并不是一个好主意。这样作就要求采用更昂贵的MOSFET，在MOSFET下铺设更多的铜膜，或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流—所有这些都不是我们所期望的。

从某种意义上讲，先假定一个MOSFET结温，然后再计算环境温度，这是一种逆向的考虑方法。毕竟环境温度决定了MOSFET的结温—而不是相反。不过，从一个假定的结温开始计算要比从环境温度开始容易一些。

对于开关MOSFET和同步整流器，我们可以选择一个最大允许的管芯结温(T_J(HOT))作为迭代过程的出发点。多数MOSFET的数据资料只规定了+25°C下的最大R_DS(ON)，不过最近有些MOSFET文档也给出了+125°C下的最大值。MOSFET的R_DS(ON)随着温度而增加，典型温度系数在0.35%/°C至0.5%/°C之间(图2)。

图2. 典型功率MOSFET的导通电阻的温度系数在0.35%每度(绿线)至0.5%每度(红线)之间

如果拿不准，可以用一个较差的温度系数和MOSFET的+25°C规格(或+125°C规格，如果有的话)近似估算在选定的T_J(HOT)下的最大R_DS(ON)：

R_DS(ON)HOT = R_DS(ON)SPEC [1 + 0.005 × (T_J(HOT) - T_SPEC)]

其中，R_DS(ON)SPEC是计算所用的MOSFET导通电阻，T_SPEC是规定R_DS(ON)SPEC时的温度。利用计算出的R_DS(ON)HOT，可以确定同步整流器和开关MOSFET的功率消耗，具体做法如下所述。

在下面的章节中，我们将讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功率消耗，以及完成迭代过程的后续步骤(整个过程详述于图1)。

同步整流器的功耗

除最轻负载以外，各种情况下同步整流器MOSFET的漏-源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器几乎没有开关损耗，它的功率消耗很容易计算。只需要考虑阻性损耗即可。

最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器的R_DS(ON)HOT和工作占空比，通过欧姆定律，我们可以近似计算出它的功率消耗：

PD_{SYNCHRONOUS RECTIFIER} = [ILOAD² × R_DS(ON)HOT] × [1 - (V_OUT/V_INMAX)]

开关MOSFET的功耗

开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和R_DS(ON)HOT：

PD_RESISTIVE = [ILOAD² × R_DS(ON)HOT] × (V_OUT/V_IN)

开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且通常没有规格的因素，这些因素同时影响到打开和关闭过程。我们可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价，然后通过实验对其性能进行验证：

PD_SWITCHING = (C_RSS × VIN² × f_SW × I_LOAD)/I_GATE

其中C_RSS是MOSFET的反向传输电容(数据资料中的一个参数)，f_SW为开关频率，I_GATE是MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(VGS位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收/源出电流。

一旦基于成本因素将选择范围缩小到了特定的某一代MOSFET (不同代MOSFET 的成本差别很大)，我们就可以在这一代的器件中找到一个能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗。使用更小(更快)的MOSFET所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低，而更大(R_DS(ON)更低) 的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。

如果VIN是变化的，需要在V_IN(MAX)和V_IN(MIN)下分别计算开关MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该耗散功率是两种因素之和：在V_IN(MIN)时达到最高的阻性耗散(占空比较高)，以及在VIN(MAX)时达到最高的开关损耗(由于VIN²项的缘故)。一个好的选择应该在VIN的两种极端情况下具有大致相同的耗散，并且在整个VIN范围内保持均衡的阻性和开关损耗。

如果损耗在V_IN(MIN)时明显高出，则阻性损耗起主导作用。这种情况下，可以考虑用一个更大一点的开关MOSFET (或将一个以上的多个管子相并联)以降低R_DS(ON)。但如果在V_IN(MAX)时损耗显著高出，则应该考虑降低开关MOSFET的尺寸(如果是多管并联的话，或者去掉一个MOSFET)，以便使其开关速度更快一点。

如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，有多种办法可以解决：

• 改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。

• 改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一点的、R_DS(ON)更低的开关MOSFET。

• 增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上限制了这种方法的有效性。

• 采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的R_DS(ON)和更低的栅极电阻。

脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。

热阻

下一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度，在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值(按照前面图1所示的迭代过程，确定合适的MOSFET来作为同步整流器和开关MOSFET)。为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻(Θ_JA)。

热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单PCB上的Θ_JA测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用，其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。

我们可以从MOSFET的Θ_JA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲，Θ_JA通常接近于62°C/W。其他类型的封装，有些带有散热片或裸露的导热片，其热阻一般会在40°C/W至50°C/W (表1)。

表1. MOSFET封装的典型热阻

可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升：

T_J(RISE) = PD_{DEVICE TOTAL} × Θ_JA

接下来，计算导致管芯达到预定T_J(HOT)时的环境温度：

T_AMBIENT = T_J(HOT) - T_J(RISE)

如果计算出的T_AMBIENT低于机壳的最大额定环境温度(意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定TJ(HOT)被突破)，必须采用下列一条或更多措施：

• 升高预定的TJ(HOT)，但不要超出数据手册规定的最大值。

• 选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。

• 通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低Θ_JA。

重算T_AMBIENT (采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。另一方面，如果计算出的T_AMBIENT高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下述可选步骤中的任何一条或全部：

• 降低预定的T_J(HOT)。

• 减小专用于MOSFET散热的覆铜面积。

• 采用更廉价的MOSFET。

最后这几个步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过，通过这些步骤，只要保证T_AMBIENT高出机壳最高温度一定裕量，我们可以降低线路板面积和成本。

上述计算过程中最大的误差源来自于Θ_JA。你应该仔细阅读数据资料中有关Θ_JA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在1in²的2oz铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜Θ_JA差别很大。例如，带有1in²铜膜的D-Pak封装Θ_JA会达到50°C/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，Θ_JA将高出两倍(表1)。

如果将多个MOSFET并联使用，Θ_JA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效Θ_JA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积。也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话，可以使R_DS(ON)减半但不会改变Θ_JA很多。

最后，Θ_JA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在高电流情况下，功率通路上的每个元件，甚至是PCB引线都会产生热量。为了避免MOSFET过热，需仔细估算实际情况下的Θ_JA，并采取下列措施：

• 仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息。

• 考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件。

• 确定是否有可能增加气流。

• 观察一下在假定的散热路径上，是否有其它显著散热的器件。

• 估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。

设计实例

图3所示的CPU核电源提供1.5V/60A输出。两个工作于300kHz的相同的30A功率级总共提供60A输出电流。MAX1544 IC驱动两级电路，采用180°错相工作方式。该电源的输入范围7V至24V，机壳的最大额定环境温度为+60°C。

图3. 该降压型开关调节器中的MOSFET经由本文所述的迭代过程选出。板级设计者通常采用该类型的开关调节器驱动今天的高性能CPU。

同步整流器由两片并联的IRF6603 MOSFET组成，组合器件的最大R_DS(ON)在室温下为2.75mΩ，在+125°C (预定的T_J(HOT))下近似为4.13mΩ。在最大占空比94%，30A负载电流，以及4.13mΩ最大R_DS(ON)时，这些并联MOSFET的功耗大约为3.5W。提供2in²铜膜来耗散这些功率，总体Θ_JA大约为18°C/W，该热阻值取自MOSFET的数据资料。组合MOSFET的温升将接近于+63°C，因此该设计应该能够工作在最高+60°C的环境温度下。

开关MOSFET由两只IRF6604 MOSFET并联组成，组合器件的最大R_DS(ON)在室温下为6.5mΩ，在+125°C (预定的T_J(HOT))下近似为9.75mΩ。组合后的C_RSS为380pF。MAX1544的1Ω高边栅极驱动器可提供将近1.6A的驱动。VIN = 7V时，阻性损耗为1.63W，而开关损耗近似为0.105W。输入为VIN = 24V时，阻性损耗为0.475W 而开关损耗近似为1.23W。总损耗在各输入工作点大致相等，最坏情况(最低VIN)下的总损耗为1.74W。

28°C/W的Θ_JA将产生+46°C的温升，允许工作于最高+80°C的环境温度。若环境温度高于封装的最大规定温度，设计人员应考虑减小用于MOSFET的覆铜面积，尽管该步骤不是必须的。本例中的覆铜面积只单独考虑了MOSFET的需求。如果还有其它器件向这个区域散热的话，可能还需要更多的覆铜面积。如果没有足够的空间增加覆铜，则可以降低总功耗，传递热量到低耗散区，或者采用主动的办法将热量移走。

结论

热管理是大功率便携式设计中难度较大的领域之一。这种难度迫使我们有必要采用上述迭代过程。尽管该过程能够引领板级设计者靠近最终设计，但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。计算MOSFET的热性能，为它们提供足够的耗散途径，然后在实验室中检验这些计算，这样有助于获得一个健壮的热设计。

电网因为诸多原因而被设计成交流电，但几乎每台设备都需要直流电才能运行。因此，AC-DC 电源几乎无处不在，随着环保意识的加强和能源价格的上涨，此类电源的效率对于降低运行成本和合理利用能源至关重要。简单地说，效率就是输入功率与输出功率之比。但是，必须要考虑输入功率因数 (PF)，即所有 AC 供电设备（包括电源）的有用（实际）功率与总（视在）功率之比。

对于纯阻性负载，PF 将为 1.00（“单位”），但随着视在功率的升高，无功负载会降低 PF，从而导致效率降低。小于 1 的 PF 由异相电压和电流引起，在开关型电源 (SMPS) 等不连续电子负载中常常会出现谐波含量高或电流波形失真的情况。

PF校正

考虑到低 PF 对效率的影响，当功率水平高于 70W 时，法规要求设计人员通过电路将 PF 校正到接近 1。通常，有源 PF 校正 (PFC) 采用升压转换器，将整流电源转换为高直流电平。然后使用脉宽调制 (PWM) 或其他技术对该电源轨进行调节。

此方法通常有效且易于部署。然而，如今有关效率的诸多要求，如具有挑战性的“80+ Titanium标准”，规定了整个宽工作功率范围内的效率，要求半负载时的峰值效率需达到 96%。这意味着线路整流和 PFC 级必须达到 98%，因为接下来的 PWM DC-DC 将会进一步损耗 2%。要做到这一点非常难，因为桥式整流器中的二极管也会出现损耗。

用同步整流器替换升压二极管会有所帮助，或者，也可以更换两个线性整流二极管，以进一步提高效率。这种拓扑结构被称为图腾柱 PFC (TPPFC)，理论上，使用理想的电感和开关，效率将会接近 100%。虽然硅 MOSFET 具有良好的性能，但宽禁带 (WBG) 器件的性能更接近“理想”水平。

图 1：简化的图腾柱 PFC 拓扑结构

处理损耗

随着设计人员不断增加频率以减小磁性组件的尺寸，开关器件的动态损耗也随之增加。由于硅 MOSFET 的这些损耗可能很大，设计人员正转而考虑使用 WBG 材料，其中包括碳化硅 (SiC)和氮化镓 (GaN)，特别是对于 TPPFC 应用。

临界导通模式 (CrM) 通常是功率水平高达几百瓦的 TPPFC 设计的首选方法，它可以平衡效率和 EMI 性能。在千瓦级设计中，连续导通模式 (CCM) 可进一步降低开关内的 RMS 电流，从而减少导通损耗。

图 2：典型 PFC 电路：传统升压（左）和无桥图腾柱（右）

即使是 CrM，在轻载下的效率也会下降近10%，不利于实现“80+ Titanium标准”。箝位（“折返”）最大频率迫使电路在轻载下进入 非连续导通模式(DCM)，从而显著降低峰值电流。

解决设计复杂性

由于需要同步驱动四个有源器件，并且需要检测电感的零电流交越以强制 CrM，因此 TPPFC 设计绝非易事。此外，电路必须能够切换进/出 DCM，同时保持一个高功率因数并生成一个 PWM 信号来调节输出，并且提供电路保护（例如过流和过压）。

要解决这些复杂难题，最显而易见的方法是部署微控制器 (MCU) 来执行控制算法。但这需要生成和调试代码，反而会增加设计的工作量和风险。

基于 CrM 的 TPPFC 无需编码

不过，使用完全集成的 TPPFC 控制方案就可以免去费时的编码工作。这些器件具有多种优势，包括高性能、更短的设计时间和更低的设计风险，因为它们不再需要部署 MCU 和相关代码。

安森美 (onsemi) 的 NCP1680 混合信号 TPPFC 控制器就是这类器件的典范，它可以在具有恒定导通时间的 CrM 下工作，确保在整个宽负载范围内带来出色的效率。该集成器件在轻载下具有频率折返“谷底开关”功能，可通过在最低电压下进行开关操作来提高效率。数字电压控制环路经过内部补偿，可优化整个负载范围内的性能，同时能够确保设计过程仍简单。

图 3：NCP1680 混合信号 TPPFC 控制器

这款创新的 TPPFC 控制器采用新颖的低损耗方法进行电流检测和逐周期限流，无需外部霍尔效应传感器即可提供出色的保护，从而降低复杂性、尺寸和成本。

图 4：NCP1680 典型应用原理图

全套控制算法都嵌入在该 IC 中，为设计人员提供了低风险、经过试用和测试验证的方案，以高性价比实现高性能。

为什么稳定的开关模式电源仍会产生振荡？非常稳定的开关模式电源(SMPS)仍可能由于其在输出端的负电阻而产生振荡。在输入端，可以将SMPS看作一个小信号负电阻。其与输入电感和输入端电容一起可形成一个无阻尼振荡电路。

开关模式调节器的功能是，以最有效的方式将输入电压转换为经调整的恒定输出电压。这个过程会有些损耗，且效率的衡量公式如下：

我们假设调节器可使VOUT保持恒定，且负载电流IOUT可以看作是一个恒定值，不会随VIN而变化。图1显示了IIN随VIN而变化的图。

图1.输入电流随输入电压的变化。

如图2所示，我们在工作点12 V处画了一条切线。切线的斜率将等于随工作点电压而变化的小信号电流变化。

图2.在12 V处添加了一条切线。

切线的斜率可视为转换器的输入电阻RIN或输入阻抗RIN = ZIN (f = 0)。频率f > 0时输入阻抗会发生什么，该点我们将在本文后续部分进行讨论。现在，我们假设在ZIN (f) = ZIN (f = 0)频率范围内该阻抗为常数。可以观察到有一点十分有趣：由于斜率为负，这个小信号输入电阻也为负。如果输入电压增加，电流就会减少，反之亦然。

首先，我们可以看看图3中的电路，在该电路中，SMPS与其馈电中的输入电容和输入电感一起形成了一个由负电阻衰减的高Q值LC电路。如果负电阻在电路中占主导，则其会变成在接近谐振频率时产生无阻尼振荡的振荡器。在实践中，大信号振荡中的非线性度会对振荡频率及其波形产生影响。

该电路中的电感可以是输入滤波器的电感，也可以是线缆的电感。为使电路稳定，您需要使用正电阻来支配负电阻，以使电路衰减。而这样会出现问题，因为您不希望电感的串联电阻过高，否则就会增加散热，并降低效率。您也不希望电容的串联电阻过高，否则电压纹波将增加。

图3.SMPS的小信号模型及其输入网络。

分析问题

设计电源系统时，可能会遇到以下问题：

• 我的设计中是否存在此类问题？

• 我如何分析该问题？

• 如果存在问题，如何解决？

如果我们假设在输入电路中只有一个有源元件作为负电阻，那么我们可以通过直接观察SMPS的输入来分析阻抗。

如果在频率范围内阻抗的实部大于0，则电路稳定，前提是假设SMPS控制回路本身稳定。我们可以通过解析或仿真来进行分析。即使输入电路有许多元件，也可以轻松进行仿真，而解析设计则更为困难。我们将从使用LTspice的仿真开始。

首先，通过公式推导计算负电阻的一阶近似值。

如果转换器的输入功率为30 W，则当电压为12 V时，可通过计算得到电阻为–122/30 Ω = –4.8 Ω。输入滤波器由LC滤波器组成。假设输入由低电阻电源馈入，则可以简化等效电路，并将其归结为图4所示的示例原理图，其中理想情况下电源为0 Ω。

图4.SMPS及其输入网络示例。

如果我们在仿真中增加了一个电流源，则可以按V(IN)/I(I1)计算输入端的小信号电阻。在LTspice中可轻松对该过程进行仿真。

图5.在网络中添加电流源激励(I1)。

图6.在注入点的电阻仿真结果。

从阻抗图中可以看出，谐振峰值约为23 kHz。在LC电路的谐振频率附近，阻抗的相位在90°至270°范围内，这意味着阻抗的实部为负。我们也可以在笛卡尔坐标中绘制阻抗图，并直接查看其实部。此外值得注意的是，由于高Q，实部在谐振频率下变得非常大(–3 Ω)。

图7.笛卡尔坐标中与图6所示相同的阻抗。

图8显示的是一个时域仿真，在1 ms时注入干扰瞬态电压，结果表明干扰瞬态电压会导致不稳定性。

图8.在1 ms时注入瞬态电压的仿真。

如之前所述，显然我们不希望在设计中为无功部件增加串联电阻。在不会对设计产生不利影响（除尺寸）的情况下，我们可以做的一件事情就是增加一个阻尼电容，且该电容的电容量与适用于在相关频率下控制阻抗的串联电阻相同或更大。为获得合理的阻尼效果，电容尺寸应至少比已存在输入电容大一个小因数。串联电阻应显著低于SMPS的负电阻，但在相关频率下应等于或大于所增加电容的电抗。如果增加了一个非陶瓷bulk电容，同时假设元件变化存在裕量，则其寄生ESR本身可能就足够了。

如何选择阻尼电容及其串联电阻

在LTspice中反复试错，或如果电路比较简单，则使用以下分析方法检索值。

首先，计算输入电容和输入电感的谐振频率，如果与输入滤波器相比，电感另一端的电源可视为低电阻，则输入电容和输入电感可视为并联在SMPS输入与AC接地之间。

在谐振频率下，电容和电感的电抗绝对值相等。

谐振频率下的总并联阻抗定义为以下复杂公式：

由于XL = –XC，且RL和RC通常远小于电抗，因此可以近似计算并简化该公式。

最后，输入 X = √L/C 和 X = – √L/C的值。

此为谐振频率下输入滤波器的等效并联电阻。如果该电阻低于SMPS负电阻的绝对值，则正电阻处于主导，且输入滤波器网络将保持稳定。如果高于绝对值，或存在一点裕量，则必须增加阻尼。可以通过之前所述的额外电容与用于实现最佳阻尼的串联电阻来增加阻尼。参见图9中的R1和C2。

图9.在输入端添加了阻尼网络R1和C2。

额外电容的值必须等于或大于滤波器电容。在输入滤波器的谐振频率下，电容的电抗必须显著低于SMPS负电阻的绝对值，如果满足第一个条件，则通常为这种情况。

选择额外电容的尺寸是一个折中的方法。我们的一个设计目标是接近输入滤波器的临界阻尼。可以通过计算达到临界阻尼的并联电阻来实现这一目标，当并联电阻为电抗值的一半(Q = 1/2)时就会出现临界阻尼。这意味着输入滤波器的并联电阻应等于谐振频率下输入滤波器C和L的电抗的一半，而该输入滤波器与SMPS负电阻并联，SMPS负电阻则与所述（负）阻尼电阻RDAMP并联。

如果L/C × 1/(RL + RC)的值和|RIN|的值远大于 √L/C的值，则公式可简化为：

相对于阻尼电阻，应选择合理尺寸的阻尼电容。建议选择XDAMP = 1/3 × RDAMP，这意味着，如果上述L/C × 1/(RL + RC)和|RIN|远大于√L/C的假设仍有效，则CDAMP = 6 × C。

输入将不会达到但会接近临界阻尼。如果可以容许更多的振铃，且设计裕度稳定，则可以使用较小的C。在本例中，

我们按照图10所示使用0.68 Ω和68 μF。图11和图12显示了干扰的时域响应和AC阻抗。

图10.使用建议元件值的阻尼网络。

图11.时域瞬态响应。

图12.阻抗与频率的关系。

负电阻的频率特性

我们可以假设电源单元(PSU)将在控制回路的回路带宽范围外停止发挥负电阻的作用，但这通常是错误的假设。如果PSU处于电流模式下，则为保持调节器所需的电流峰值，针对正输入电压变化的即时响应为占空比变化。这意味着，当电压增加时，输入电流将暂时减小，反之亦然。

因此，在开关频率范围内可保持负电阻。如果PSU采用电压模式控制，则通常会有一个从输入电压到占空比的前馈功能，该功能将使转换器立即响应输入电压变化，从而使输出电压保持恒定不变。这也是由于在开关频率范围内可保持负电阻造成的。问题在于，减少控制回路带宽通常无法解决这个问题。此外，如果调节下游转换器，仍可将未经调节的总线转换器看作负电阻。

结论

由于输入网络匹配较差造成的电源振荡可能会被误认为是控制回路不稳定。但如果知晓这是输入网络和负电阻相关的振荡，则可以在LTspice中轻松分析和优化该特性。LTspice是一款免费的高性能SPICE仿真器软件，包括原理图捕获图形界面。可探测原理图以产生仿真结果，通过LTspice内置波形查看器轻松探索。与其他SPICE解决方案相比，LTspice的增强功能和模型可改善模拟电路仿真。