电源

本文旨在解决DC-DC开关稳压器的功率级设计中面临的复杂难题,重点分析 电感问题。设计人员为了获得各种优势,例如减少输出纹波和尽量缩减解决方案尺寸,往往会选择超出推荐范围的电感值。然而,选择电感值过大或过小的元件都会导致意想不到 的后果,可能会造成芯片严重损坏并降低效率。本文还将分析探讨:如果不采取适当的措施,确保负载电流不会超过电感的最大饱和额定值,会出现什么情况。

01、什么是开关模式电源

SMPS是一种高效稳压器,可降低输入电压(降压转换器)、升高输入电压(升压转换器),或同时执行这两种操作(降压-升压转换器)。图1所示为基本开关转换器拓扑。

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图1. 常见的SMPS拓扑及其输出公式。

每个SMPS都以同样的方式工作:将能量存储在电感器中,并利用脉宽调制(PWM)技术来获得所需的输出。这些转换器都应遵循伏秒平衡定律,即在稳态下工作时,电感在一个周期内的平均 电流必须为零。因此,电感器必须在另一个周期开始之前,将充电阶段存储的所有电流放电。

02、降压转换器操作

本文仅使用降压转换器来演示常见的设计错误。降压转换器的功率级由以下四个元件组成:电感器、输出电容器、顶部FET(由开关表示)和底部FET(由二极管表示),见图2。

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图2. 简化的降压转换器功率级。

电感器两端的电压通过以下公式计算:VL = L diL/dt。该电压是开 关节点与输出电压之间的差值。当顶部FET导通时,VL 是输入电压和输出电压之间的差值。当顶部FET关断时,由于开关节点接地,因此差值为0 V减去输出。diL/dt (或 ΔiL) 是电感电流随时间的变化量,通常称为电感电流纹波。当顶部FET闭合(底部FET断开)时,随着流经电感器的电流增加,电感器以磁通量的形式存储能量。当顶部FET断开,磁场消失时,底部FET会形成接地路径,从而使电流在减小时仍能够流向负载。图3所示的电感电流波形中可以看出这一点。输出电容用于获得平稳的输出纹波,并协助保持所需的输出电压。降压转换器的输出电压由VOUT = DVIN得出,其中D是占空比,定义为顶部FET导通并对电感器充电的时间占总周期时间的百分比。

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图3. 电感电流波形。当顶部FET导通时,流经电感器的电流充电;当顶部FET关断时,流经电感器的电流放电。

03、推荐的电感器尺寸

在设计SMPS时,必须选择正确的电感值,以确保电感电流纹波(ΔiL))在可接受范围内。建议降压转换器的电感纹波应介于所施加负载电流的30%至40%之间。通常认为此范围比较理想,既足以捕获准确的信号并将其传送到电流模式控制反馈系统,又不会过大,导致电源进入断续导通模式(DCM)。DCM是一种状态,在该状态下,因电流纹波太大而迫使电流低于0 A,以便将负载电流维持在所需值。然而,一旦达到0 A,FET内部的二极管就不再导 通,从而防止电流降至0 A以下。一般基于以下公式来正确选择电感:

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此公式表明,开关频率与电感成反比,这意味着频率越高,充电时间就越短,从而可以使用更小的电感实现正常操作(节省占用空间和成本)。

04、电感器饱和

在SMPS设计中,常见的一种灾难性错误就是在选择功率电感时忽略了电流饱和额定值。当流经电感的电流超过饱和电流额定值时,电感器铁芯饱和,这意味着产生的磁场将不再与消耗的 电流成比例地增加。这会破坏伏秒平衡定律,导致电感电流纹波和输出电压纹波失去线性特性。当铁芯饱和时,电感值会迅速降低,其行为更像电阻而不是电感。由于电感器的有效串 联电阻(ESR)增加,而实际电感减小,因此,为了满足伏特秒平衡,电流变化量将被迫增加。在饱和电流波形中观测到尖峰是电流斜率呈指数增加造成的,如图4所示。该电流尖峰会影响输 出电压,从而导致更多噪声和电压尖峰,如图5所示。如果电压尖峰过大,超过下游元件的最大电压额定值,噪声和电压尖峰可能会损坏下游元件,并降低EMI性能。

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图4. 饱和电感电流波形。波形在电流超过饱和额定值之前表现正常。

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图5. 饱和电感输出纹波。尖峰会延续到输出,其中包含噪声和电压尖峰。

此外,在电流波动较大的情况下,电感器会经历快速磁滞损耗,从而导致电感器散热过多(如图6所示)并产生可闻噪声。过多的热量可能会损坏附近的其他元件(尤其是稳压器芯片本身)。

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图6. 电感器饱和散热温度为226°F (107.78°C)。

为避免出现此问题,设计人员应选择额定电流至少比预期最大电流高两倍的电感器。在计算最大电流时,一定要考虑电感电流纹波以及输出端消耗的负载电流。此外,设计人员还可以参 考所选电感器的数据手册,了解在多大电流下电感值会降低10%到30%,这就是饱和的定义。选择具有适当饱和电流额定值的电感器将会使系统正常运行,如图7中流经电感器的线性电流所 示。输出电压尖峰将会消失,如图8所示。最后,系统将在更低的温度下运行(如图9所示),从而减少对设备的影响并延长设备的使用寿命。

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图7. 标称电感电流波形。

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图8. 标称电感输出纹波。

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图9. 标称电感散热温度为99.7°F ( 37.61°C)。


05、超小电感器面临的难题

设计人员通常为了节省占用空间更倾向选择电感值较小的电感,这样的电感器线圈数量较少,因此外形尺寸较小。然而,如果电感器太小,纹波电流就会很大,并会迫使转换器进入DCM模式,这对于SMPS来说是不可取的,因为器件的效率会降低,电磁干扰(EMI)性能也会变差。当开关节点出现振铃时,可能会观测到这种EMI性能下降现象,这是由寄生效应和LC谐振电路(产生谐振电路)引起的,如图10所示。这种振铃会影响输出电压,从而导致更大的纹波和更多的电压尖峰,如图11所示。此外,电源不再处于连续导通模式(CCM),并且推导出的SMPS输出公式不再适用。

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图10. 超小电感输出波形。如果无法获得电感电流,也会在开关节点处观测到振铃现象。

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图11. 超小电感电流波形。电流和RSENSE中出现振铃表明电源处于DCM模式。

为了解决此问题,设计人员应选择能够提供约30%至40%电流纹波的电感。这样就会降低电感电流纹波的幅度,使器件从DCM返回CCM模式,如图12所示。这也会改善输出电压纹波,消除电压尖峰,如图8所示。如果设计人员在计算所需电感值和选择适用元件时遇到困难,可以使用LTPowerCAD 来协助设计和选择功率级元件。

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图12. 标称电感电流波形。

06、超大电感器面临的难题

连接到SMPS的下游电子元件通常具有指定的电源电压和相关容差。如果电压轨上的纹波过大,将严重影响系统的运行。例如,如果微控制器的电源规格为3.3 V ±50 mV,则纹波大于±50 mV可能会导致微控制器关闭。设计人员一般通过增加电感器的尺寸来减少 这种纹波。然而,如果电感器尺寸过大,电流纹波以及输出电压纹波会显著减少。尽管这听起来可取,但它会导致反馈系统出现问题,而且还会导致瞬态响应变慢。小纹波将使串联检测电阻很难检测到变化,从而使传递到反馈环路的常见三角波形失真。当电感电流纹波较小时,信噪比(SNR)会降低。这会导致反馈环路将噪声记录为电感器信号,从而导致输出信号不稳定(表现为抖动),如图13所示。

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图13. 输出不稳定造成抖动。超大电感输出波形表现出持续特性。突出显示的波形采用标称电感捕获。

此外,电感值越大,饱和电流额定值通常越小。这可能会导致电感饱和,对于器件而言非常危险,如"电感器饱和"部分所述。超大电感饱和带来的影响如图14所示。

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图14. 电感值为标称值22倍的电感器的饱和电感输出波形。额定电流不会随电感成比例增加。

为了缓解此问题,设计人员切记,输出电压纹波可通过改变输出电容选择来控制。通过增加输出电容器的值或降低其ESR,可以减少输出电压纹波,而无需增加电感器的值。这样电感电流纹波值保持在30%到40%之间,从而使检测架构能够正确获取信号。这一点可以从图15中看出。

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图15. 标称检测电阻波形。

07、结论

本文可作为分析降压转换器中电感器设计问题的指南。此外,本文旨在为设计人员提供实用解决方案,避免出现文中所述的任何干扰行为。通过适当调整电感大小,将电感纹波保持在输出的30%至40%范围内,对于确保器件保持在CCM状态,并且不会引起干扰抖动或饱和至关重要,这种抖动或饱和可能会对负载或稳压器芯片本身造成致命影响

来源:亚德诺半导体

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围观 13

电流检测技术在现今的生活与工作中都有广泛的应用,许多的系统中都需要检测流入和流出的电流大小,检测电流大小能够避免器件出错。所以我们今天的主角就是“开关模式电源的电流检测技术”。

基本知识谈

电流模式控制由于其高可靠性、环路补偿设计简单、负载分配功能简单可靠的特点,被广泛用于开关模式电源。电流检测信号是电流模式开关模式电源设计的重要组成部分,它用于调节输出并提供过流保护。图1显示了 ADI LTC3855同步开关模式降压电源的电流检测电路。LTC3855是一款具有逐周期限流功能的电流模式控制器件。检测电阻RS监测电流。

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图1. 开关模式电源电流检测电阻(RS)

图2显示了两种情况下电感电流的示波器图像:第一种情况使用电感电流能够驱动的负载(红线),而在第二种情况下,输出短路(紫线)。

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图2. LTC3855限流与折返示例,在1.5 V/15 A供电轨上测量

最初,峰值电感电流由选定的电感值、电源开关导通时间、电路的输入和输出电压以及负载电流设置(图中用“1”表示)。当电路短路时,电感电流迅速上升,直至达到限流点,即 RS × IINDUCTOR (IL)等于最大电流检测电压,以保护器件和下游电路(图中用“2”表示)。然后,内置电流折返限制(图中数字“3”)进一步降低电感电流,以将热应力降至最低。

电流检测还有其他作用。在多相电源设计中,利用它能实现精确均流。对于轻负载电源设计,它可以防止电流反向流动,从而提高效率(反向电流指反向流过电感的电流,即从输出到输入的电流,这在某些应用中可能不合需要,甚至具破坏性)。另外,当多相应用的负载较小时,电流检测可用来减少所需的相数,从而提高电路效率。对于需要电流源的负载,电流检测可将电源转换为恒流源,以用于LED驱动、电池充电和驱动激光等应用。

检测电阻放哪最合适?

电流检测电阻的位置连同开关稳压器架构决定了要检测的电流。检测的电流包括峰值电感电流、谷值电感电流(连续导通模式下电感电流的最小值)和平均输出流。检测电阻的位置会影响功率损耗、噪声计算以及检测电阻监控电路看到的共模电压。

放置在降压调节器高端

对于降压调节器,电流检测电阻有多个位置可以放置。当放置在顶部MOSFET的高端时(如图3所示),它会在顶部MOSFET 导通时检测峰值电感电流,从而可用于峰值电流模式控制电源。但是,当顶部MOSFET关断且底部MOSFET导通时,它不测量电感电流。

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图3. 带高端RSENSE的降压转换器

在这种配置中,电流检测可能有很高的噪声,原因是顶部 MOSFET的导通边沿具有很强的开关电压振荡。为使这种影响最小,需要一个较长的电流比较器消隐时间(比较器忽略输入的时间)。这会限制最小开关导通时间,并且可能限制最小占空比(占空比 = VOUT/VIN)和最大转换器降压比。注意在高端配置中,电流信号可能位于非常大的共模电压(VIN)之上。

放置在降压调节器低端

图4中,检测电阻位于底部MOSFET下方。在这种配置中,它检测谷值模式电流。为了进一步降低功率损耗并节省元件成本,底部FET RDS(ON)可用来检测电流,而不必使用外部电流检测电阻RSENSE。

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图4. 带低端RSENSE的降压转换器

这种配置通常用于谷值模式控制的电源。它对噪声可能也很敏感,但在这种情况下,它在占空比较大时很敏感。谷值模式控制的降压转换器支持高降压比,但由于其开关导通时间是固定/ 受控的,故最大占空比有限。

降压调节器与电感串联

图5中,电流检测电阻RSENSE与电感串联,因此可以检测连续电感电流,此电流可用于监测平均电流以及峰值或谷值电流。所以,此配置支持峰值、谷值或平均电流模式控制。

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图5. RSENSE与电感串联

这种检测方法可提供最佳的信噪比性能。外部RSENSE通常可提供非常准确的电流检测信号,以实现精确的限流和均流。但是,RSENSE也会引起额外的功率损耗和元件成本。为了减少功率损耗和成本,可以利用电感线圈直流电阻(DCR)检测电流,而不使用外部RSENSE。

放置在升压和反相调节器的高端

对于升压调节器,检测电阻可以与电感串联,以提供高端检测 (图6)。

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图6. 带高端RSENSE的升压转换器

升压转换器具有连续输入电流,因此会产生三角波形并持续监测电流。

放置在升压和反相调节器的低端

检测电阻也可以放在底部MOSFET的低端,如图7所示。此处监测峰值开关电流(也是峰值电感电流),每半个周期产生一个电流波形。MOSFET开关切换导致电流信号具有很强的开关噪声。

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图7. 带低端RSENSE的升压转换器

SENSE电阻放置在升降压转换器低端或与电感串联

图8显示了一个4开关升降压转换器,其检测电阻位于低端。当输入电压远高于输出电压时,转换器工作在降压模式;当输入电压远低于输出电压时,转换器工作在升压模式。在此电路中,检测电阻位于4开关H桥配置的底部。器件的模式(降压模式或升压模式)决定了监测的电流。

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图8. 带低端RSENSE的升压转换器

在降压模式下(开关D一直导通,开关C一直关断),检测电阻监测底部开关B电流,电源用作谷值电流模式降压转换器。

在升压模式下(开关A一直导通,开关B一直关断),检测电阻与底部MOSFET (C)串联,并在电感电流上升时测量峰值电流。在这种模式下,由于不监测谷值电感电流,因此当电源处于轻负载状态时,很难检测负电感电流。负电感电流意味着电能从输出端传回输入端,但由于这种传输会有损耗,故效率会受损。对于电池供电系统等应用,轻负载效率很重要,这种电流检测方法不合需要。

图9电路解决了这个问题,其将检测电阻与电感串联,从而在降压和升压模式下均能连续测量电感电流信号。由于电流检测 RSENSE连接到具有高开关噪声的SW1节点,因此需要精心设计控制器IC,使内部电流比较器有足够长的消隐时间。

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图9. LT8390升降压转换器,RSENSE与电感串联

输入端也可以添加额外的检测电阻,以实现输入限流;或者添加在输出端,用于电池充电或驱动LED等恒定输出电流应用。这种情况下需要平均输入或输出电流信号,因此可在电流检测路径中增加一个强RC滤波器,以减少电流检测噪声。 

电流检测方法使用说明书

开关模式电源有三种常用电流检测方法是:使用检测电阻,使用MOSFET RDS(ON),以及使用电感的直流电阻(DCR)。每种方法都有优点和缺点,选择检测方法时应予以考虑。

检测电阻电流传感

作为电流检测元件的检测电阻,产生的检测误差最低(通常在1%和5%之间),温度系数也非常低,约为100 ppm/°C (0.01%)。在性能方面,它提供精度最高的电源,有助于实现极为精确的电源限流功能,并且在多个电源并联时,还有利于实现精密均流。

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图10. RSENSE电流检测

另一方面,因为电源设计中增加了电流检测电阻,所以电阻也会产生额外的功耗。因此,与其他检测技术相比,检测电阻电流监测技术可能有更高的功耗,导致解决方案整体效率有所下降。专用电流检测电阻也可能增加解决方案成本,虽然一个检测电阻的成本通常在0.05美元至0.20美元之间。

选择检测电阻时不应忽略的另一个参数是其寄生电感(也称为有效串联电感或ESL)。检测电阻可以用一个电阻与一个有限电感串联来正确模拟。

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图12. RSENSE ESL模型

此电感取决于所选的特定检测电阻。某些类型的电流检测电阻,例如金属板电阻,具有较低的ESL,应优先使用。相比之下,绕线检测电阻由于其封装结构而具有较高的ESL,应避免使用。一般来说,ESL效应会随着电流的增加、检测信号幅度的减小以及布局不合理而变得更加明显。电路的总电感还包括由元件引线和其他电路元件引起的寄生电感。电路的总电感也受到布局的影响,因此必须妥善考虑元件的布局,不恰当的布局可能影响稳定性并加剧现有电路设计问题。

检测电阻ESL的影响可能很轻微,也可能很严重。ESL会导致开关栅极驱动器发生明显振荡,从而对开关导通产生不利影响。它还会增加电流检测信号的纹波,导致波形中出现电压阶跃,而不是预期的如图13所示的锯齿波形。这会降低电流检测精度。

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图13. RSENSE ESL可能会对电流检测产生不利影响

为使电阻ESL最小,应避免使用具有长环路(如绕线电阻)或长引线(如厚电阻)的检测电阻。薄型表面贴装器件是首选,例子包括板结构SMD尺寸0805、1206、2010和2512,更好的选择包括倒几何SMD尺寸0612和1225。

基于功率MOSFET的电流检测

利用MOSFET RDS(ON)进行电流检测,可以实现简单且经济高效的电流检测。LTC3878是一款采用这种方法的器件。它使用恒定导通时间谷值模式电流检测架构。顶部开关导通固定的时间,此后底部开关导通,其RDS压降用于检测电流谷值或电流下限。

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图14. MOSFET RDS(ON)电流检测

虽然价格低廉,但这种方法有一些缺点。首先,其精度不高, RDS(ON)值可能在很大的范围内变化(大约33%或更多)。其温度系数可能也非常大,在100°C以上时甚至会超过80%。另外,如果使用外部MOSFET,则必须考虑MOSFET寄生封装电感。这种类型的检测不建议用于电流非常高的情况,特别是不适合多相电路,此类电路需要良好的相位均流。

电感DCR电流检测

电感直流电阻电流检测采用电感绕组的寄生电阻来测量电流,从而无需检测电阻。这样可降低元件成本,提高电源效率。与MOSFET RDS(ON)相比,铜线绕组的电感DCR的器件间偏差通常较小,不过仍然会随温度而变化。它在低输出电压应用中受到青睐,因为检测电阻上的任何压降都代表输出电压的一个相当大部分。将一个RC网络与电感和寄生电阻的串联组合并联,检测电压在电容C1上测量(图15)。

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图15. 电感DCR电流检测

通过选择适当的元件(R1 × C1 = L/DCR),电容C1两端的电压将与电感电流成正比。为了最大限度地减少测量误差和噪声,最好选择较低的R1值。

电路不直接测量电感电流,因此无法检测电感饱和。推荐使用软饱和的电感,如粉芯电感。与同等铁芯电感相比,此类电感的磁芯损耗通常较高。与RSENSE方法相比,电感DCR检测不存在检测电阻的功率损耗,但可能会增加电感的磁芯损耗。

使用RSENSE和DCR两种检测方法时,由于检测信号较小,故均需要开尔文检测。必须让开尔文检测痕迹(图5中的SENSE 和 SENSE-)远离高噪声覆铜区和其他信号痕迹,以将噪声提取降至最低,这点很重要。某些器件(如LTC3855)具有温度补偿DCR检测功能,可提高整个温度范围内的精度。

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表1. 电流检测方法的优缺点

表1中提到的每种方法都为开关模式电源提供额外的保护。取决于设计要求,精度、效率、热应力、保护和瞬态性能方面的权衡都可能影响选择过程。电源设计人员需要审慎选择电流检测方法和功率电感,并正确设计电流检测网络。ADI LTpowerCAD设计工具和LTspice®电路仿真工具等计算机软件程序,对简化设计工作并获得最佳结果会大有帮助。

其他电流检测方法

还有其他电流检测方法可供使用。例如,电流检测互感器常常与隔离电源一起使用,以跨越隔离栅对电流信号信息提供保护。这种方法通常比上述三种技术更昂贵。此外,近年来集成栅极驱动器(DrMOS)和电流检测的新型功率MOSFET也已出现,但到目前为止,还没有足够的数据来推断DrMOS在检测信号的精度和质量方面表现如何。

软件推荐  

LTspice 

LTspice是一款强大、快速、免费的仿真工具、原理图采集和波形查看器,具有增强功能和模型,可改善开关稳压器的仿真。

LTpowerCAD

LTpowerCAD设计工具是一款完整的电源设计工具程序,可显著简化电源设计任务。它引导用户寻找解决方案,选择功率级元件,提供详细效率信息,显示快速环路波特图稳定性和负载瞬态分析,并可将最终设计导出至LTspice进行仿真。

来源:亚德诺半导体

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围观 14

随着自驾游、野营等户外活动的兴起,现代年轻消费者对户外电子设备以及应急备用电源需求日益增加。随身携带的电源功能也从原有的为电子数码设备充电,扩展到了为车载电器或小功率家电充电,也因此,可靠的户外电源成了各类户外活动不可或缺的设备。此外,户外电源还经常用于航拍摄影、移动办公、应急充电、应急救灾、医疗抢险等场景,拥有广阔市场前景。

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极海户外电源应用方案采用了三颗APM32F030系列MCU芯片,协同实现对方案显示面板及功率板的驱动控制,并配置了多种保护功能及智能LCD屏显交互功能,支持多种接口连接,可提供安全稳定的充放电性能。

极海APM32F030户外电源应用方案介绍:

  • 采用隔离型DC-DC升压电路纯正弦波输出,采用推挽谐振变换结构;

  • 推挽级无漏感吸收回路额定500W功率;

  • 支持DC 21V~27±0.5V充电、以及高达300W输入功率的PV太阳能板充电,可实现更长的户外续航时间;

  • 输出电压:220VAC±1%,额定输出电流:2.5A,输出频率:50Hz±0.1Hz;

  • 配置智能LCD屏显,可以显示实时工作状态,并配合实现异常报警;

  • 具备3个USB-A充电接口,其中12V的输出接口,支持12V车载充电;

  • 具备开机软启动输出逆变保护,直流母线电压过压和欠压保护,输出过载保护,输出过流保护,PCB过温保护,IGBT过温保护以及输出短路保护等功能。

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极海APM32F030户外电源方案框图

极海APM32F030芯片介绍:

  • 极海APM32F030系列工业级基础热门型MCU,采用Arm® Cortex®-M0+内核,工作主频48MHz;

  • 内置2路PWM输出的定时器连接驱动电路和功率管实现推挽谐振输出控制;

  • 16路12-bitADC,可实现电池电压和电流实时采样需求,配合外部运放,可获得更稳定的电流环控制及母线电压欠压/过压/过流/过载等保护功能;

  • 集成SPI/I2C/USART等外设接口,可实现与多种外部器件的通讯要求,满足更广泛的设计应用需求。

近年来,旅游业的复苏以及抗洪救灾、消防抢险等领域对便携式储能设备的需求在不断增加。为了满足全面电子化时代的多元化市场需求,极海将不断扩展产品线,推出更丰富的产品组合,同时,还可提供技术文档手册、SDK例程、DEMO板、调试量产工具等技术支持服务,助力客户最大程度简化设计,快速完成产品开发。

来源:Geehy极海半导体

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围观 17

功率MOSFET是便携式设备中大功率开关电源的主要组成部分。此外,对于散热量极低的笔记本电脑来说,这些MOSFET是最难确定的元件。本文给出了计算MOSFET功耗以及确定其工作温度的步骤,并通过多相、同步整流、降压型CPU核电源中一个30A单相的分布计算示例,详细说明了上述概念。

也许,今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。CPU的电源电流最近每两年就翻一番。事实上,今天的便携式核电源电流需求会高达60A或更多,电压介于0.9V和1.75V之间。但是,尽管电流需求在稳步增长,留给电源的空间却并没有增加—这个现实已达到了热设计的极限甚至超出。

如此高电流的电源通常被分割为两个或更多相,每一相提供15A到30A。这种方式使元件的选择更容易。例如,一个60A电源变成了两个30A电源。但是,这种方法并没有额外增加板上空间,对于热设计方面的挑战基本上没有多大帮助。

在设计大电流电源时,MOSFET是最难确定的元件。这一点在笔记本电脑中尤其显著,这样的环境中,散热器、风扇、热管和其它散热手段通常都留给了CPU。这样,电源设计常常要面临狭小的空间、静止的气流以及来自于附近其它元件的热量等不利因素的挑战。而且,除了电源下面少量的印制板铜膜外,没有任何其它手段可以用来协助耗散功率。

在挑选MOSFET时,首先是要选择有足够的电流处理能力,并具有足够的散热通道的器件。最后还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。本文将一步一步地说明如何计算这些MOSFET的功率耗散,并确定它们的工作温度。然后,通过分析一个多相、同步整流、降压型CPU核电源中某一个30A单相的设计实例,进一步阐明这些概念。

计算MOSFET的耗散功率

为了确定一个MOSFET是否适合于某特定应用,你必须计算一下其功率耗散,它主要包含阻性和开关损耗两部分:

PDDEVICE TOTAL = PDRESISTIVE + PDSWITCHING

由于MOSFET的功率耗散很大程度上依赖于它的导通电阻(RDS(ON)),计算RDS(ON)看上去是一个很好的出发点。但是MOSFET的RDS(ON)与它的结温(TJ)有关。话说回来,TJ又依赖于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的热阻(ΘJA)。这样,似乎很难找到一个着眼点。由于功率耗散的计算涉及到若干个相互依赖的因素,我们可以采用一种迭代过程获得我们所需要的结果(图1)。

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图1. 该流程图展示了选择各MOSFET (同步整流器和开关MOSFET)的迭代过程。在这个过程中,各MOSFET的结温为假设值,两个MOSFET的功率耗散和允许环境温度通过计算得出。当允许的环境温度达到或略高于我们所期望的机箱内最高温度时(机箱内安装了电源及其所驱动的电路),这个过程就结束了。

迭代过程始于为每个MOSFET假定一个结温,然后,计算每个MOSFET各自的功率耗散和允许的环境温度。当允许的环境气温达到或略高于电源及其所驱动的电路所在的机壳的期望最高温度时,这个过程便结束了。

有些人总试图使这个计算所得的环境温度尽可能高,但通常这并不是一个好主意。这样作就要求采用更昂贵的MOSFET,在MOSFET下铺设更多的铜膜,或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流—所有这些都不是我们所期望的。

从某种意义上讲,先假定一个MOSFET结温,然后再计算环境温度,这是一种逆向的考虑方法。毕竟环境温度决定了MOSFET的结温—而不是相反。不过,从一个假定的结温开始计算要比从环境温度开始容易一些。

对于开关MOSFET和同步整流器,我们可以选择一个最大允许的管芯结温(TJ(HOT))作为迭代过程的出发点。多数MOSFET的数据资料只规定了+25°C下的最大RDS(ON),不过最近有些MOSFET文档也给出了+125°C下的最大值。MOSFET的RDS(ON)随着温度而增加,典型温度系数在0.35%/°C至0.5%/°C之间(图2)。

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图2. 典型功率MOSFET的导通电阻的温度系数在0.35%每度(绿线)至0.5%每度(红线)之间

如果拿不准,可以用一个较差的温度系数和MOSFET的+25°C规格(或+125°C规格,如果有的话)近似估算在选定的TJ(HOT)下的最大RDS(ON)

RDS(ON)HOT = RDS(ON)SPEC [1 + 0.005 × (TJ(HOT) - TSPEC)]

其中,RDS(ON)SPEC是计算所用的MOSFET导通电阻,TSPEC是规定RDS(ON)SPEC时的温度。利用计算出的RDS(ON)HOT,可以确定同步整流器和开关MOSFET的功率消耗,具体做法如下所述。

在下面的章节中,我们将讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功率消耗,以及完成迭代过程的后续步骤(整个过程详述于图1)。

同步整流器的功耗

除最轻负载以外,各种情况下同步整流器MOSFET的漏-源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此,同步整流器几乎没有开关损耗,它的功率消耗很容易计算。只需要考虑阻性损耗即可。

最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时,也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器的RDS(ON)HOT和工作占空比,通过欧姆定律,我们可以近似计算出它的功率消耗:

PDSYNCHRONOUS RECTIFIER = [ILOAD² × RDS(ON)HOT] × [1 - (VOUT/VINMAX)]

开关MOSFET的功耗

开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似,也要利用它的占空比(不同于前者)和RDS(ON)HOT

PDRESISTIVE = [ILOAD² × RDS(ON)HOT] × (VOUT/VIN)

开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难,因为它依赖于许多难以量化并且通常没有规格的因素,这些因素同时影响到打开和关闭过程。我们可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价,然后通过实验对其性能进行验证:

PDSWITCHING = (CRSS × VIN² × fSW × ILOAD)/IGATE

其中CRSS是MOSFET的反向传输电容(数据资料中的一个参数),fSW为开关频率,IGATE是MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(VGS位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收/源出电流。

一旦基于成本因素将选择范围缩小到了特定的某一代MOSFET (不同代MOSFET 的成本差别很大),我们就可以在这一代的器件中找到一个能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗。使用更小(更快)的MOSFET所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低,而更大(RDS(ON)更低) 的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。

如果VIN是变化的,需要在VIN(MAX)和VIN(MIN)下分别计算开关MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该耗散功率是两种因素之和:在VIN(MIN)时达到最高的阻性耗散(占空比较高),以及在VIN(MAX)时达到最高的开关损耗(由于VIN²项的缘故)。一个好的选择应该在VIN的两种极端情况下具有大致相同的耗散,并且在整个VIN范围内保持均衡的阻性和开关损耗。

如果损耗在VIN(MIN)时明显高出,则阻性损耗起主导作用。这种情况下,可以考虑用一个更大一点的开关MOSFET (或将一个以上的多个管子相并联)以降低RDS(ON)。但如果在VIN(MAX)时损耗显著高出,则应该考虑降低开关MOSFET的尺寸(如果是多管并联的话,或者去掉一个MOSFET),以便使其开关速度更快一点。

如果阻性和开关损耗已达平衡,但总功耗仍然过高,有多种办法可以解决:

  • 改变问题的定义。例如,重新定义输入电压范围。

  • 改变开关频率以便降低开关损耗,有可能使用更大一点的、RDS(ON)更低的开关MOSFET。

  • 增加栅极驱动电流,有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流,实际上限制了这种方法的有效性。

  • 采用一个改进技术的MOSFET,以便同时获得更快的开关速度、更低的RDS(ON)和更低的栅极电阻。

脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的,因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。

热阻

下一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度,在这个温度下,MOSFET结温将达到我们的假定值(按照前面图1所示的迭代过程,确定合适的MOSFET来作为同步整流器和开关MOSFET)。为此,首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻(ΘJA)。

热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单PCB上的ΘJA测算相对容易一些,而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的,那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用,其整体热阻的计算方法,和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。

我们可以从MOSFET的ΘJA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲,ΘJA通常接近于62°C/W。其他类型的封装,有些带有散热片或裸露的导热片,其热阻一般会在40°C/W至50°C/W (表1)。

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表1. MOSFET封装的典型热阻

可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升:

TJ(RISE) = PDDEVICE TOTAL × ΘJA

接下来,计算导致管芯达到预定TJ(HOT)时的环境温度:

TAMBIENT = TJ(HOT) - TJ(RISE)

如果计算出的TAMBIENT低于机壳的最大额定环境温度(意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定TJ(HOT)被突破),必须采用下列一条或更多措施:

  • 升高预定的TJ(HOT),但不要超出数据手册规定的最大值。

  • 选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。

  • 通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低ΘJA

重算TAMBIENT (采用速算表可以简化计算过程,经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。另一方面,如果计算出的TAMBIENT高出机壳的最大额定环境温度很多,可以采取下述可选步骤中的任何一条或全部:

  • 降低预定的TJ(HOT)

  • 减小专用于MOSFET散热的覆铜面积。

  • 采用更廉价的MOSFET。

最后这几个步骤是可选的,因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过,通过这些步骤,只要保证TAMBIENT高出机壳最高温度一定裕量,我们可以降低线路板面积和成本。

上述计算过程中最大的误差源来自于ΘJA。你应该仔细阅读数据资料中有关ΘJA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在1in²的2oz铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率,不同数量的铜膜ΘJA差别很大。例如,带有1in²铜膜的D-Pak封装ΘJA会达到50°C/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面,ΘJA将高出两倍(表1)。

如果将多个MOSFET并联使用,ΘJA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效ΘJA可以是单个器件的一半,但必须同时加倍铜膜面积。也就是说,增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话,可以使RDS(ON)减半但不会改变ΘJA很多。

最后,ΘJA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在高电流情况下,功率通路上的每个元件,甚至是PCB引线都会产生热量。为了避免MOSFET过热,需仔细估算实际情况下的ΘJA,并采取下列措施:

  • 仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息。

  • 考察是否有足够的空间,以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件。

  • 确定是否有可能增加气流。

  • 观察一下在假定的散热路径上,是否有其它显著散热的器件。

  • 估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。

设计实例

图3所示的CPU核电源提供1.5V/60A输出。两个工作于300kHz的相同的30A功率级总共提供60A输出电流。MAX1544 IC驱动两级电路,采用180°错相工作方式。该电源的输入范围7V至24V,机壳的最大额定环境温度为+60°C。

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图3. 该降压型开关调节器中的MOSFET经由本文所述的迭代过程选出。板级设计者通常采用该类型的开关调节器驱动今天的高性能CPU。

同步整流器由两片并联的IRF6603 MOSFET组成,组合器件的最大RDS(ON)在室温下为2.75mΩ,在+125°C (预定的TJ(HOT))下近似为4.13mΩ。在最大占空比94%,30A负载电流,以及4.13mΩ最大RDS(ON)时,这些并联MOSFET的功耗大约为3.5W。提供2in²铜膜来耗散这些功率,总体ΘJA大约为18°C/W,该热阻值取自MOSFET的数据资料。组合MOSFET的温升将接近于+63°C,因此该设计应该能够工作在最高+60°C的环境温度下。

开关MOSFET由两只IRF6604 MOSFET并联组成,组合器件的最大RDS(ON)在室温下为6.5mΩ,在+125°C (预定的TJ(HOT))下近似为9.75mΩ。组合后的CRSS为380pF。MAX1544的1Ω高边栅极驱动器可提供将近1.6A的驱动。VIN = 7V时,阻性损耗为1.63W,而开关损耗近似为0.105W。输入为VIN = 24V时,阻性损耗为0.475W 而开关损耗近似为1.23W。总损耗在各输入工作点大致相等,最坏情况(最低VIN)下的总损耗为1.74W。

28°C/W的ΘJA将产生+46°C的温升,允许工作于最高+80°C的环境温度。若环境温度高于封装的最大规定温度,设计人员应考虑减小用于MOSFET的覆铜面积,尽管该步骤不是必须的。本例中的覆铜面积只单独考虑了MOSFET的需求。如果还有其它器件向这个区域散热的话,可能还需要更多的覆铜面积。如果没有足够的空间增加覆铜,则可以降低总功耗,传递热量到低耗散区,或者采用主动的办法将热量移走。

结论

热管理是大功率便携式设计中难度较大的领域之一。这种难度迫使我们有必要采用上述迭代过程。尽管该过程能够引领板级设计者靠近最终设计,但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。计算MOSFET的热性能,为它们提供足够的耗散途径,然后在实验室中检验这些计算,这样有助于获得一个健壮的热设计。

来源:亚德诺半导体

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围观 18

实际使用中,电源的来源从来都不理想。构建可靠的电力系统需要考虑包括寄生在内的实际行为。在使用电源时,我们要确保开关稳压器等DC-DC转换器能够承受一定的输入电压范围,并能以足够的电流产生所需的输出电压。

输入电压经常指定为一个范围,因为通常无法精确调节。但是,为了使电源可靠地工作,输入电压必须始终在开关稳压器允许的范围内。

例如,12 V电源电压的典型输入电压范围为8 V至16 V。图1所示为从12 V标称电压产生3.3 V电压的降压型转换器(降压拓扑)。

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图1. 与系统直流电压源一起显示的降压型开关稳压器。

但是,在设计DC-DC转换器时,仅考虑输入电压最小值和最大值是不够的。图1显示降压转换器在正输入处有一个开关。此开关可打开或关闭。开关速度应尽可能高,这样开关损耗较低。但是,这会导致脉冲电流在电源线上流动。并非每个电压源都能在不出现任何问题的情况下提供这些脉冲电流。因此,开关稳压器输入端的电压会下降。为了尽量减少这种情况,需要在电源输入端使用一个备用电容。图1所示CIN就是这种电容。图2所示为图1中的电路,但这次同时显示电源线的寄生元件和电压源本身。

电压源(RSERIES)的内部电阻、电源线(R、L电源线)的电感和电阻,以及任何电流限制都是电压源必须考虑的关键特性,这样才能保证开关稳压器正常运行。在大多数情况下,正确选择输入电容可以确保电路正常运行。第一种方法应该是采用开关稳压器IC数据手册中的CIN的推荐电容值。但是,如果电压源或电源线表现出特别特性,则仿真电压源和开关稳压器的组合是可行的。图3显示使用ADI公司的LTspice®仿真环境执行的仿真。

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图2. 图1中的电路,但显示了电源线寄生元件和电压源。

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图3. 使用LTspice进行的仿真,用于检查开关稳压器输入电压的行为。

图3所示为 ADP2360 降压转换器的仿真电路。此处显示了使用理想电压源产生输入电压IN的简化表。由于没有为电压源定义内部电阻,也没有为电压源和开关稳压器之间的电源线提供寄生值,定义的电压始终应用于ADP2360的VIN引脚。因此,无需添加输入电容(CIN)。但是,在现实世界中,由于电压源和电源线并不理想,因此开关稳压器总是需要输入电容。如果LTspice等仿真环境也用于检查不同输入电容的行为,则必须使用具有内部电阻的电压源和具有电阻和电感寄生值的电源线,如图2所示。

来源:亚德诺半导体

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围观 9

电网因为诸多原因而被设计成交流电,但几乎每台设备都需要直流电才能运行。因此,AC-DC 电源几乎无处不在,随着环保意识的加强和能源价格的上涨,此类电源的效率对于降低运行成本和合理利用能源至关重要。简单地说,效率就是输入功率与输出功率之比。但是,必须要考虑输入功率因数 (PF),即所有 AC 供电设备(包括电源)的有用(实际)功率与总(视在)功率之比。

对于纯阻性负载,PF 将为 1.00(“单位”),但随着视在功率的升高,无功负载会降低 PF,从而导致效率降低。小于 1 的 PF 由异相电压和电流引起,在开关型电源 (SMPS) 等不连续电子负载中常常会出现谐波含量高或电流波形失真的情况。

PF校正

考虑到低 PF 对效率的影响,当功率水平高于 70W 时,法规要求设计人员通过电路将 PF 校正到接近 1。通常,有源 PF 校正 (PFC) 采用升压转换器,将整流电源转换为高直流电平。然后使用脉宽调制 (PWM) 或其他技术对该电源轨进行调节。

此方法通常有效且易于部署。然而,如今有关效率的诸多要求,如具有挑战性的“80+ Titanium标准”,规定了整个宽工作功率范围内的效率,要求半负载时的峰值效率需达到 96%。这意味着线路整流和 PFC 级必须达到 98%,因为接下来的 PWM DC-DC 将会进一步损耗 2%。要做到这一点非常难,因为桥式整流器中的二极管也会出现损耗。

用同步整流器替换升压二极管会有所帮助,或者,也可以更换两个线性整流二极管,以进一步提高效率。这种拓扑结构被称为图腾柱 PFC (TPPFC),理论上,使用理想的电感和开关,效率将会接近 100%。虽然硅 MOSFET 具有良好的性能,但宽禁带 (WBG) 器件的性能更接近“理想”水平。

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图 1:简化的图腾柱 PFC 拓扑结构

处理损耗

随着设计人员不断增加频率以减小磁性组件的尺寸,开关器件的动态损耗也随之增加。由于硅 MOSFET 的这些损耗可能很大,设计人员正转而考虑使用 WBG 材料,其中包括碳化硅 (SiC)和氮化镓 (GaN),特别是对于 TPPFC 应用。

临界导通模式 (CrM) 通常是功率水平高达几百瓦的 TPPFC 设计的首选方法,它可以平衡效率和 EMI 性能。在千瓦级设计中,连续导通模式 (CCM) 可进一步降低开关内的 RMS 电流,从而减少导通损耗。

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图 2:典型 PFC 电路:传统升压(左)和无桥图腾柱(右)

即使是 CrM,在轻载下的效率也会下降近10%,不利于实现“80+ Titanium标准”。箝位(“折返”)最大频率迫使电路在轻载下进入 非连续导通模式(DCM),从而显著降低峰值电流。

解决设计复杂性

由于需要同步驱动四个有源器件,并且需要检测电感的零电流交越以强制 CrM,因此 TPPFC 设计绝非易事。此外,电路必须能够切换进/出 DCM,同时保持一个高功率因数并生成一个 PWM 信号来调节输出,并且提供电路保护(例如过流和过压)。

要解决这些复杂难题,最显而易见的方法是部署微控制器 (MCU) 来执行控制算法。但这需要生成和调试代码,反而会增加设计的工作量和风险。

基于 CrM 的 TPPFC 无需编码

不过,使用完全集成的 TPPFC 控制方案就可以免去费时的编码工作。这些器件具有多种优势,包括高性能、更短的设计时间和更低的设计风险,因为它们不再需要部署 MCU 和相关代码。

安森美 (onsemi) 的 NCP1680 混合信号 TPPFC 控制器就是这类器件的典范,它可以在具有恒定导通时间的 CrM 下工作,确保在整个宽负载范围内带来出色的效率。该集成器件在轻载下具有频率折返“谷底开关”功能,可通过在最低电压下进行开关操作来提高效率。数字电压控制环路经过内部补偿,可优化整个负载范围内的性能,同时能够确保设计过程仍简单。

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图 3:NCP1680 混合信号 TPPFC 控制器

这款创新的 TPPFC 控制器采用新颖的低损耗方法进行电流检测和逐周期限流,无需外部霍尔效应传感器即可提供出色的保护,从而降低复杂性、尺寸和成本。

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图 4:NCP1680 典型应用原理图

全套控制算法都嵌入在该 IC 中,为设计人员提供了低风险、经过试用和测试验证的方案,以高性价比实现高性能。

来源:安森美

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围观 26

当采用降压型稳压器或线性稳压器电源时,一般是将电压调节为设定值来为负载供电。在一些应用中(例如,实验室电源或需采用较长电缆连接各种元件的电子系统),由于互连线上存在各种电压降,因此无法确保在所需位置点始终提供准确的稳压电压。

控制精度取决于许多参数,一个是负载需要连续恒定电流时的直流电压精度,另一个是生成电压的交流精度,这取决于生成的电压如何随负载瞬变而变化。影响直流电压精度的因素包括所需的基准电压(可能是一个电阻分压器)、误差放大器的行为以及电源的一些其他影响因素。影响交流电压精度的关键因素包括所选的功率等级、后备电容以及控制环路的架构与设计。

然而,除了所有这些会影响生成的电源电压精度的因素以外,还必须考虑其他影响。如果电源与所需供电的负载空间分离,则在稳压电压和需要电能的位置之间将存在电压降。该电压降取决于稳压器和负载之间的电阻。它可能是带插头触点的电缆或电路板上的较长走线。

图1显示电源和负载之间存在电阻。可以通过略微提高电源生成的电压,来补偿该电阻上的电压损耗。不幸的是,线路电阻上产生的电压降取决于负载电流,即流过线路的电流。相较于低电流,高电流会导致更高的电压降。因此,负载由精度相当低的调节电压供电,而调节电压取决于线路电阻和相应的电流。

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图1. 稳压器与相关负载之间的物理距离。

对于这个问题早就有了解决方案,可与实际连线并联,额外增加一对连接,采用开尔文检测线测量电子负载侧的电压。在图1中,这些额外的线路显示为红色。然后将这些测量值整合到电源侧的电源电压控制中。这种方式很有效,但缺点是需要额外的检测引线。由于无需承载高电流,这类引线的直径通常非常小。然而,在连接电缆中设置测量线以获得更高的电流会带来额外的工作量和更高的成本。

无需额外的一对检测引线,也可以对电源和负载之间连接线上的电压降进行补偿。对于一些电缆布线复杂、成本高昂并且所产生的EMC干扰很容易耦合到电压测试引线的应用而言,这一点特别有意义。第二种方案是使用LT6110这类专用线路压降补偿IC。将此IC插入电压发生侧,并测量进入连接线之前的电流。然后根据测得的电流来调节电源的输出电压,从而能够非常精确地调节负载侧电压,而不用考虑负载电流。

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图2. 利用 LT6110 调节电源输出电压,以补偿连接线上的电压降。

采用LT6110这类元件,就可以根据相应的负载电流来调节电源电压;不过,进行这种调节需要了解线路电阻相关信息。大多数应用都会提供此信息。如果在器件的使用寿命期间,将连接线更换成更长或更短的连接线,则还必须对采用LT6110实现的电压补偿进行相应调整。

如果在器件工作期间线路电阻可能会发生变化,可使用LT4180这类元件,在负载侧具有输入电容时,通过交流信号对连接线电阻进行虚拟预测,从而为负载端提供高精度电压。

图3显示了一个采用LT4180的应用,其中传输线路的电阻未知。线路输入电压根据相应的线路电阻进行调节。使用LT4180,无需开尔文检测线路,只需逐步改变线路电流并测量相应的电压变化即可实现电压调节。利用测量结果确定未知线路中的电压损耗。根据电压损耗信息实现DC/DC转换器输出电压的最佳调节。

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图3. 使用 LT4180 对线路进行虚拟远程测量。

只要负载侧的节点具有低交流阻抗,这种测量方式就很有效。在许多应用中都有效,因为长连接线之后的负载需要一定量的能量存储。由于阻抗低,可以对DC/DC转换器的输出电流进行调节,并通过测量连接线前侧的电压来确定线路电阻。能否获得稳定的电源电压不仅与电压转换器本身有关,而且与负载的电源线也有关。

通过额外配置开尔文检测线可以提高所需的直流精度。除此之外,也可以使用集成电路来补偿线路上的电压降,无需开尔文检测线。如果开尔文检测线的成本太高,或者必须使用现有线路,且没有额外的检测线,这种方案会很有用。利用这些设计技巧,可以很容易实现更高的电压精度

来源:亚德诺半导体

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围观 10

为什么稳定的开关模式电源仍会产生振荡?非常稳定的开关模式电源(SMPS)仍可能由于其在输出端的负电阻而产生振荡。在输入端,可以将SMPS看作一个小信号负电阻。其与输入电感和输入端电容一起可形成一个无阻尼振荡电路。

开关模式调节器的功能是,以最有效的方式将输入电压转换为经调整的恒定输出电压。这个过程会有些损耗,且效率的衡量公式如下:

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我们假设调节器可使VOUT保持恒定,且负载电流IOUT可以看作是一个恒定值,不会随VIN而变化。图1显示了IIN随VIN而变化的图。

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图1.输入电流随输入电压的变化。

如图2所示,我们在工作点12 V处画了一条切线。切线的斜率将等于随工作点电压而变化的小信号电流变化。

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图2.在12 V处添加了一条切线。

切线的斜率可视为转换器的输入电阻RIN或输入阻抗RIN = ZIN (f = 0)。频率f > 0时输入阻抗会发生什么,该点我们将在本文后续部分进行讨论。现在,我们假设在ZIN (f) = ZIN (f = 0)频率范围内该阻抗为常数。可以观察到有一点十分有趣:由于斜率为负,这个小信号输入电阻也为负。如果输入电压增加,电流就会减少,反之亦然。

首先,我们可以看看图3中的电路,在该电路中,SMPS与其馈电中的输入电容和输入电感一起形成了一个由负电阻衰减的高Q值LC电路。如果负电阻在电路中占主导,则其会变成在接近谐振频率时产生无阻尼振荡的振荡器。在实践中,大信号振荡中的非线性度会对振荡频率及其波形产生影响。

该电路中的电感可以是输入滤波器的电感,也可以是线缆的电感。为使电路稳定,您需要使用正电阻来支配负电阻,以使电路衰减。而这样会出现问题,因为您不希望电感的串联电阻过高,否则就会增加散热,并降低效率。您也不希望电容的串联电阻过高,否则电压纹波将增加。

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图3.SMPS的小信号模型及其输入网络。

分析问题

设计电源系统时,可能会遇到以下问题:

  • 我的设计中是否存在此类问题?

  • 我如何分析该问题?

  • 如果存在问题,如何解决?

如果我们假设在输入电路中只有一个有源元件作为负电阻,那么我们可以通过直接观察SMPS的输入来分析阻抗。

如果在频率范围内阻抗的实部大于0,则电路稳定,前提是假设SMPS控制回路本身稳定。我们可以通过解析或仿真来进行分析。即使输入电路有许多元件,也可以轻松进行仿真,而解析设计则更为困难。我们将从使用LTspice的仿真开始。

首先,通过公式推导计算负电阻的一阶近似值。

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如果转换器的输入功率为30 W,则当电压为12 V时,可通过计算得到电阻为–122/30 Ω = –4.8 Ω。输入滤波器由LC滤波器组成。假设输入由低电阻电源馈入,则可以简化等效电路,并将其归结为图4所示的示例原理图,其中理想情况下电源为0 Ω。

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图4.SMPS及其输入网络示例。

如果我们在仿真中增加了一个电流源,则可以按V(IN)/I(I1)计算输入端的小信号电阻。在LTspice中可轻松对该过程进行仿真。

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图5.在网络中添加电流源激励(I1)。

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图6.在注入点的电阻仿真结果。

从阻抗图中可以看出,谐振峰值约为23 kHz。在LC电路的谐振频率附近,阻抗的相位在90°至270°范围内,这意味着阻抗的实部为负。我们也可以在笛卡尔坐标中绘制阻抗图,并直接查看其实部。此外值得注意的是,由于高Q,实部在谐振频率下变得非常大(–3 Ω)。

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图7.笛卡尔坐标中与图6所示相同的阻抗。

图8显示的是一个时域仿真,在1 ms时注入干扰瞬态电压,结果表明干扰瞬态电压会导致不稳定性。

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图8.在1 ms时注入瞬态电压的仿真。

如之前所述,显然我们不希望在设计中为无功部件增加串联电阻。在不会对设计产生不利影响(除尺寸)的情况下,我们可以做的一件事情就是增加一个阻尼电容,且该电容的电容量与适用于在相关频率下控制阻抗的串联电阻相同或更大。为获得合理的阻尼效果,电容尺寸应至少比已存在输入电容大一个小因数。串联电阻应显著低于SMPS的负电阻,但在相关频率下应等于或大于所增加电容的电抗。如果增加了一个非陶瓷bulk电容,同时假设元件变化存在裕量,则其寄生ESR本身可能就足够了。

如何选择阻尼电容及其串联电阻

在LTspice中反复试错,或如果电路比较简单,则使用以下分析方法检索值。

首先,计算输入电容和输入电感的谐振频率,如果与输入滤波器相比,电感另一端的电源可视为低电阻,则输入电容和输入电感可视为并联在SMPS输入与AC接地之间。

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在谐振频率下,电容和电感的电抗绝对值相等。

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谐振频率下的总并联阻抗定义为以下复杂公式:

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由于XL = –XC,且RL和RC通常远小于电抗,因此可以近似计算并简化该公式。

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最后,输入 X = √L/C 和 X = – √L/C的值。

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此为谐振频率下输入滤波器的等效并联电阻。如果该电阻低于SMPS负电阻的绝对值,则正电阻处于主导,且输入滤波器网络将保持稳定。如果高于绝对值,或存在一点裕量,则必须增加阻尼。可以通过之前所述的额外电容与用于实现最佳阻尼的串联电阻来增加阻尼。参见图9中的R1和C2。

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图9.在输入端添加了阻尼网络R1和C2。

额外电容的值必须等于或大于滤波器电容。在输入滤波器的谐振频率下,电容的电抗必须显著低于SMPS负电阻的绝对值,如果满足第一个条件,则通常为这种情况。

选择额外电容的尺寸是一个折中的方法。我们的一个设计目标是接近输入滤波器的临界阻尼。可以通过计算达到临界阻尼的并联电阻来实现这一目标,当并联电阻为电抗值的一半(Q = 1/2)时就会出现临界阻尼。这意味着输入滤波器的并联电阻应等于谐振频率下输入滤波器C和L的电抗的一半,而该输入滤波器与SMPS负电阻并联,SMPS负电阻则与所述(负)阻尼电阻RDAMP并联。

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如果L/C × 1/(RL + RC)的值和|RIN|的值远大于 √L/C的值,则公式可简化为:

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相对于阻尼电阻,应选择合理尺寸的阻尼电容。建议选择XDAMP = 1/3 × RDAMP,这意味着,如果上述L/C × 1/(RL + RC)和|RIN|远大于√L/C的假设仍有效,则CDAMP = 6 × C。

输入将不会达到但会接近临界阻尼。如果可以容许更多的振铃,且设计裕度稳定,则可以使用较小的C。在本例中,

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我们按照图10所示使用0.68 Ω和68 μF。图11和图12显示了干扰的时域响应和AC阻抗。

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图10.使用建议元件值的阻尼网络。

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图11.时域瞬态响应。

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图12.阻抗与频率的关系。

负电阻的频率特性

我们可以假设电源单元(PSU)将在控制回路的回路带宽范围外停止发挥负电阻的作用,但这通常是错误的假设。如果PSU处于电流模式下,则为保持调节器所需的电流峰值,针对正输入电压变化的即时响应为占空比变化。这意味着,当电压增加时,输入电流将暂时减小,反之亦然。

因此,在开关频率范围内可保持负电阻。如果PSU采用电压模式控制,则通常会有一个从输入电压到占空比的前馈功能,该功能将使转换器立即响应输入电压变化,从而使输出电压保持恒定不变。这也是由于在开关频率范围内可保持负电阻造成的。问题在于,减少控制回路带宽通常无法解决这个问题。此外,如果调节下游转换器,仍可将未经调节的总线转换器看作负电阻。

结论

由于输入网络匹配较差造成的电源振荡可能会被误认为是控制回路不稳定。但如果知晓这是输入网络和负电阻相关的振荡,则可以在LTspice中轻松分析和优化该特性。LTspice是一款免费的高性能SPICE仿真器软件,包括原理图捕获图形界面。可探测原理图以产生仿真结果,通过LTspice内置波形查看器轻松探索。与其他SPICE解决方案相比,LTspice的增强功能和模型可改善模拟电路仿真。

来源:亚德诺半导体

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围观 25

在双碳目标的引领下,新型储能及分布式电源是建设新型电力系统、推动能源绿色低碳转型的重要装备基础和关键技术,是实现碳达峰、碳中和目标的重要支撑, 恩智浦MCU器件(LPC, Kinetis V, MCX及DSC)可以系列化满足家庭储能及户外电源方面的方案设计需求,今天我们来看看恩智浦在这些应用领域有哪些优势。

产品中适合的相关技术

首先我们先看一下恩智浦产品中有哪些适合的相关技术:

  • LPC55,MCX,DSC系列MCU集成PowerQuad DSP协处理器,大大提升电力电子变流器FFT,IIR,FIR等常用算法运算效力。

  • 恩智浦独有的FreeMASTER工具提供可代替示波器的快速在线波形监视及存储分析功能,提升电力电子应用的调试效率。

  • 经由VDE认证的Function Safety软件库,支持功能安全的快速部署。

  • 提供LVGL GUI Guider工具支持快速UI界面设计。

  • MC3377x系列AFE芯片提供经过汽车市场广泛验证的准确,高可靠的模拟前端解决方案。LPC551x/0x+MC33771/2C及LPC551x/0x+MC33665/MC33774C组合提供极具性价比的高可靠BMS解决方案。

  • 依托NXP在WIFI和BLE上丰富的产品线,实现系统快速配网及云接入。

典型的家庭储能系统

下面我们来观察一个典型的家庭储能系统(包含储能电池及储能变流器)或者户外电源,它主要由MPPT模块,DC-DC模块,逆变模块,电池组,以及直流输出模块等单元组成(如下图所示),各个模块都需要内置MCU来实现状态采集、功能控制、通信和保护等功能。
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恩智浦LPC5500,MCX,DSC,Kinetis系列MCU均支持105℃耐温,同时部分MCU内置了高速16bit ADC(2Msps),FlexPWM(产生互补PWM信号,支持死区),HSCMP比较器,OPAMP运放,FlexIO(可模拟多种显示接口时序),TSI(触摸按键)等外设,系列化满足MPPT,LLC,DAB,纯正弦波逆变,LCD显示,BMS,通信等功能的需求。同时恩智浦MCU支持IAR,Keil,MCUXpresso IDE等多种集成开发环境,有助于用户快速上手。

相关应用技术介绍

接下来我们分别介绍恩智浦产品的各项相关技术,及在家庭储能及户外电源领域中的功能角色。

第一个要介绍的是PowerQuad。PowerQuad是MCU内部集成的一个DSP协处理器,能大大提升常用DSP算法在MCU中的执行性能,如在电力电子应用领域,PowerQuad内含的FFT/iFFT, FIR, IIR模块,能提供相较于Arm Cortex-M内核更高效能的实现方案。

LPC55(s)3x和MCX N947等器件均内嵌PowerQuad协处理器。

FreeMaster调试工具

第二个当属FreeMASTER,这是一款不得不提的工具。FreeMASTER是NXP独有的运行时调试工具,一种用户友好的实时调试监测器和数据可视化工具,可用于运行时配置和调试嵌入式软件应用。

FreeMASTER支持对正在运行的系统上的变量进行非侵入式监测,并且可以在示波器或显示器上以标准小部件(仪表、滑块等)或文本形式的数据形式显示多个变量,从而提供易于使用的数据记录器(下图所示数据记录结果)。

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FreeMASTER可以与自定义HTML、MATLAB®或Excel链接到其他可编写脚本的框架,以将MCU硬件添加到控制环路中。从运行FreeMASTER的主机到目标系统的连接可直接在广泛的通信外设或调试通道上进行。FreeMASTER直接在桌面应用中嵌入图形、表格网格和Web视图。FreeMASTER连接通过使用JSON RPC调用的网络连接建立,客户端实施可用于Python、C/C ++/C#和其他语言。

FreeMASTER提供了一个新组件:FreeMASTER Lite。它是一种轻量级服务,利用可以在Windows或Linux主PC上运行的JSON RPC协议,并允许在Web浏览器应用(在本地或远程主计算机或移动设备上运行)上实施自定义UI应用。

下图所示,通过FreeMASTER我们可以方便地监视各级电力电子变换器的输入输出电压,电流等监测量。

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功能安全方面的支持

电力储能系统因其应用的特殊性,越来越需要具备功能安全方面的支持。

在MCU应用市场中,NXP率先在部分MCU的SDK库中提供了Function Safety Library,支持IEC61508工业功能安全标准及IEC60730家用功能安全标准(其中LPC55(s)36通过TUV SOD官方认证)。帮助客户产品快速实现对以上功能安全标准的支持,客户可以通过MCUXpresso SDK提供的SDK Builder功能可以方便地在SDK库中集成Safety Library(如下图所示勾选相应选项)。

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炫酷的用户界面设计

现代很多电源产品都需要实现炫酷的用户界面,接下来我们介绍简单易用的LVGL GUI Guider图形工具。GUI Guider是恩智浦提供的用户友好型图形用户界面开发工具,可通过开源LVGL图形库快速开发高品质的显示。GUI Guider的拖放编辑器可以轻松利用LVGL的众多特性,如小部件、动画和样式来创建GUI,而只需少量代码或根本无需任何代码。

如下图所示,单击按钮,您可以在模拟环境中运行应用或将其导出到目标项目。可以很轻松地将GUI Guider生成的代码添加到MCUXpresso IDE或IAR Embedded Workbench项目中,从而加速开发过程,并允许无缝地将嵌入式用户界面添加到应用中。GUI Guider可免费与恩智浦的通用和跨界MCU一起使用,并包括用于多个受支持平台的内置项目模板。

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BMS系统

下面让我们把聚光灯给到大明星BMS系统, BMS系统是专门用来进行电池运行管理的模块,是整个储能系统电池安全的重要保障,恩智浦的BMS方案在汽车市场得到了广泛应用和认可。

针对家庭储能(48V低压系统 )和户外电源应用方向,如下图所示,LPC551x/0x+MC33771C(Battery Cell Controller)可提供单芯片3-6及7-14串电池管理功能,LPC551x/0x具备96-150Mhz的主频,支持FPU和MMU指令,可高效率运行SOC、SOP、SOH等BMS核心控制算法,精准修正单节电池充/放电状态,实现总输入/输出功率和电池组健康状态的监测。

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针对家庭储能(高压500V-600V系统 ),如下图所示,LPC551x/0x+ MC33665/MC33774C的技术方案通过菊花链方式,提供对500V以上的电池包的支持。其中MC33774C作为恩智浦新一代模拟前端,单芯片支持18串电池管理,同时内建电池均衡功能;MC33665作为网关(Battery Gateway),为LPC551x/0x与MC33774C模拟前端提供桥接服务。

同时通过BJB模块总体负责高压侧电池包的电压电流采样,与LPC551x/0x之间采用通信方式实现有效电气隔离,有利于降低用户实现高压电气隔离的成本。

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此外LPC551x/0x提供了丰富的外设接口,其中LPC55(s)16支持多达9个FlexComm模块让你随心所欲增加UART、IIC、SPI等接口,同时支持1路CAN-FD,实现故障诊断和警告上报。

最后,恩智浦MCU目前支持多种接口的OTG实现方式,可以来对BMS控制板固件进行升级,可实现手机APP升级BMS控制板固件,并且自带多种加密算法模块(AES,SHA),有效保护用户代码。

BLE/WIFI无线通信产品

最后我们来介绍恩智浦BLE/WIFI无线通信产品线,恩智浦提供丰富的单模2.4GHz,及双模2.4GHz+5Ghz WIFI产品,并同时分别支持BLE4.2及BLE5.1标准,可用于家庭储能及户外电源的无线接入,同时恩智浦合作伙伴基于恩智浦芯片提供多种无线模组,方便用户快速接入亚马逊,百度云,阿里云,中移OneNET等云平台。
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在结束本文前,将恩智浦MCU相关产品的基本资源配置,列表如下以供参考:

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来源:恩智浦MCU加油站

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围观 174

用于电压转换的开关稳压器通常使用电感来临时存储能量,这些电感的尺寸通常非常大,必须在开关稳压器的印刷电路板(PCB)布局中为其安排位置。这项任务并不难,因为通过电感的电流可能会变化,但并非瞬间变化,可能是连续的,通常相对缓慢。

开关稳压器在两个不同路径之间来回切换电流。这种切换非常快,具体切换速度取决于切换边缘的持续时间。开关电流流经的走线称为热回路或交流电流路径,其在一个开关状态下传导电流,在另一个开关状态下不传导电流。在PCB布局中,应使热回路面积小且路径短,以便最大限度地减小这些走线中的寄生电感。寄生走线电感会产生无用的电压失调并导致电磁干扰(EMI)。

“图1.用于降压转换的开关稳压器(带如虚线所示的关键热回路)"
图1.用于降压转换的开关稳压器(带如虚线所示的关键热回路)

图1所示为一个降压调节器,其中关键热回路显示为虚线。可以看出,线圈L1不是热回路的一部分。因此,可以假设该电感器的放置位置并不重要。使电感器位于热回路以外是正确的——因此在第一个实例中,安放位置是次要的,不过也应遵循一些规则:

  • 不得在电感下方(PCB表面或下方都不行)、在内层里或PCB背面布设敏感的控制走线。受电流流动的影响,线圈会产生磁场,结果会影响信号路径中的微弱信号。在开关稳压器中,一个关键信号路径是反馈路径,其将输出电压连接到开关稳压器IC或电阻分压器。
  • 实际线圈既有电容效应,也有电感效应。第一个线圈绕组直接连接到降压开关稳压器的开关节点,如图1所示。结果,线圈里的电压变化与开关节点处的电压一样强烈而迅速。由于电路中的开关时间非常短且输入电压很高,PCB上的其他路径上会产生相当大的耦合效应。因此,敏感的走线应该远离线圈。

“图2.带有线圈安放位置的ADP2360降压转换器的示例电路"
图2.带有线圈安放位置的ADP2360降压转换器的示例电路

图2所示为ADP2360的示例布局。在本图中,图1中的重要热回路标为绿色。从图中可见,黄色反馈路径离线圈L1有一定距离。它位于PCB的内层。

一些电路设计者甚至不希望线圈下的PCB中有任何铜层。例如,它们会在电感下方提供切口,即使在接地平面层中也是如此。其目标是防止线圈下方接地平面因线圈磁场形成涡流。这种方法没有错,但也有争论认为,接地平面要保持一致,不应中断:

  • 用于屏蔽的接地平面在不中断时效果最佳。
  • PCB的铜越多,散热越好。
  • 即使产生涡流,这些电流也只能局部流动,只会造成很小的损耗,并且几乎不会影响接地平面的功能。

虽然开关稳压器的线圈不是临界热回路的一部分,但不在线圈下方或靠近线圈处布敏感的控制走线却是明智的。PCB上的各种平面,例如接地平面或VDD平面(电源电压),可以连续构造,无需切口。

来源:亚德诺半导体
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