为什么稳定的开关模式电源仍会产生振荡？非常稳定的开关模式电源(SMPS)仍可能由于其在输出端的负电阻而产生振荡。在输入端，可以将SMPS看作一个小信号负电阻。其与输入电感和输入端电容一起可形成一个无阻尼振荡电路。

开关模式调节器的功能是，以最有效的方式将输入电压转换为经调整的恒定输出电压。这个过程会有些损耗，且效率的衡量公式如下：

我们假设调节器可使VOUT保持恒定，且负载电流IOUT可以看作是一个恒定值，不会随VIN而变化。图1显示了IIN随VIN而变化的图。

图1.输入电流随输入电压的变化。

如图2所示，我们在工作点12 V处画了一条切线。切线的斜率将等于随工作点电压而变化的小信号电流变化。

图2.在12 V处添加了一条切线。

切线的斜率可视为转换器的输入电阻RIN或输入阻抗RIN = ZIN (f = 0)。频率f > 0时输入阻抗会发生什么，该点我们将在本文后续部分进行讨论。现在，我们假设在ZIN (f) = ZIN (f = 0)频率范围内该阻抗为常数。可以观察到有一点十分有趣：由于斜率为负，这个小信号输入电阻也为负。如果输入电压增加，电流就会减少，反之亦然。

首先，我们可以看看图3中的电路，在该电路中，SMPS与其馈电中的输入电容和输入电感一起形成了一个由负电阻衰减的高Q值LC电路。如果负电阻在电路中占主导，则其会变成在接近谐振频率时产生无阻尼振荡的振荡器。在实践中，大信号振荡中的非线性度会对振荡频率及其波形产生影响。

该电路中的电感可以是输入滤波器的电感，也可以是线缆的电感。为使电路稳定，您需要使用正电阻来支配负电阻，以使电路衰减。而这样会出现问题，因为您不希望电感的串联电阻过高，否则就会增加散热，并降低效率。您也不希望电容的串联电阻过高，否则电压纹波将增加。

图3.SMPS的小信号模型及其输入网络。

分析问题

设计电源系统时，可能会遇到以下问题：

• 我的设计中是否存在此类问题？

• 我如何分析该问题？

• 如果存在问题，如何解决？

如果我们假设在输入电路中只有一个有源元件作为负电阻，那么我们可以通过直接观察SMPS的输入来分析阻抗。

如果在频率范围内阻抗的实部大于0，则电路稳定，前提是假设SMPS控制回路本身稳定。我们可以通过解析或仿真来进行分析。即使输入电路有许多元件，也可以轻松进行仿真，而解析设计则更为困难。我们将从使用LTspice的仿真开始。

首先，通过公式推导计算负电阻的一阶近似值。

如果转换器的输入功率为30 W，则当电压为12 V时，可通过计算得到电阻为–122/30 Ω = –4.8 Ω。输入滤波器由LC滤波器组成。假设输入由低电阻电源馈入，则可以简化等效电路，并将其归结为图4所示的示例原理图，其中理想情况下电源为0 Ω。

图4.SMPS及其输入网络示例。

如果我们在仿真中增加了一个电流源，则可以按V(IN)/I(I1)计算输入端的小信号电阻。在LTspice中可轻松对该过程进行仿真。

图5.在网络中添加电流源激励(I1)。

图6.在注入点的电阻仿真结果。

从阻抗图中可以看出，谐振峰值约为23 kHz。在LC电路的谐振频率附近，阻抗的相位在90°至270°范围内，这意味着阻抗的实部为负。我们也可以在笛卡尔坐标中绘制阻抗图，并直接查看其实部。此外值得注意的是，由于高Q，实部在谐振频率下变得非常大(–3 Ω)。

图7.笛卡尔坐标中与图6所示相同的阻抗。

图8显示的是一个时域仿真，在1 ms时注入干扰瞬态电压，结果表明干扰瞬态电压会导致不稳定性。

图8.在1 ms时注入瞬态电压的仿真。

如之前所述，显然我们不希望在设计中为无功部件增加串联电阻。在不会对设计产生不利影响（除尺寸）的情况下，我们可以做的一件事情就是增加一个阻尼电容，且该电容的电容量与适用于在相关频率下控制阻抗的串联电阻相同或更大。为获得合理的阻尼效果，电容尺寸应至少比已存在输入电容大一个小因数。串联电阻应显著低于SMPS的负电阻，但在相关频率下应等于或大于所增加电容的电抗。如果增加了一个非陶瓷bulk电容，同时假设元件变化存在裕量，则其寄生ESR本身可能就足够了。

如何选择阻尼电容及其串联电阻

在LTspice中反复试错，或如果电路比较简单，则使用以下分析方法检索值。

首先，计算输入电容和输入电感的谐振频率，如果与输入滤波器相比，电感另一端的电源可视为低电阻，则输入电容和输入电感可视为并联在SMPS输入与AC接地之间。

在谐振频率下，电容和电感的电抗绝对值相等。

谐振频率下的总并联阻抗定义为以下复杂公式：

由于XL = –XC，且RL和RC通常远小于电抗，因此可以近似计算并简化该公式。

最后，输入 X = √L/C 和 X = – √L/C的值。

此为谐振频率下输入滤波器的等效并联电阻。如果该电阻低于SMPS负电阻的绝对值，则正电阻处于主导，且输入滤波器网络将保持稳定。如果高于绝对值，或存在一点裕量，则必须增加阻尼。可以通过之前所述的额外电容与用于实现最佳阻尼的串联电阻来增加阻尼。参见图9中的R1和C2。

图9.在输入端添加了阻尼网络R1和C2。

额外电容的值必须等于或大于滤波器电容。在输入滤波器的谐振频率下，电容的电抗必须显著低于SMPS负电阻的绝对值，如果满足第一个条件，则通常为这种情况。

选择额外电容的尺寸是一个折中的方法。我们的一个设计目标是接近输入滤波器的临界阻尼。可以通过计算达到临界阻尼的并联电阻来实现这一目标，当并联电阻为电抗值的一半(Q = 1/2)时就会出现临界阻尼。这意味着输入滤波器的并联电阻应等于谐振频率下输入滤波器C和L的电抗的一半，而该输入滤波器与SMPS负电阻并联，SMPS负电阻则与所述（负）阻尼电阻RDAMP并联。

如果L/C × 1/(RL + RC)的值和|RIN|的值远大于 √L/C的值，则公式可简化为：

相对于阻尼电阻，应选择合理尺寸的阻尼电容。建议选择XDAMP = 1/3 × RDAMP，这意味着，如果上述L/C × 1/(RL + RC)和|RIN|远大于√L/C的假设仍有效，则CDAMP = 6 × C。

输入将不会达到但会接近临界阻尼。如果可以容许更多的振铃，且设计裕度稳定，则可以使用较小的C。在本例中，

我们按照图10所示使用0.68 Ω和68 μF。图11和图12显示了干扰的时域响应和AC阻抗。

图10.使用建议元件值的阻尼网络。

图11.时域瞬态响应。

图12.阻抗与频率的关系。

负电阻的频率特性

我们可以假设电源单元(PSU)将在控制回路的回路带宽范围外停止发挥负电阻的作用，但这通常是错误的假设。如果PSU处于电流模式下，则为保持调节器所需的电流峰值，针对正输入电压变化的即时响应为占空比变化。这意味着，当电压增加时，输入电流将暂时减小，反之亦然。

因此，在开关频率范围内可保持负电阻。如果PSU采用电压模式控制，则通常会有一个从输入电压到占空比的前馈功能，该功能将使转换器立即响应输入电压变化，从而使输出电压保持恒定不变。这也是由于在开关频率范围内可保持负电阻造成的。问题在于，减少控制回路带宽通常无法解决这个问题。此外，如果调节下游转换器，仍可将未经调节的总线转换器看作负电阻。

结论

由于输入网络匹配较差造成的电源振荡可能会被误认为是控制回路不稳定。但如果知晓这是输入网络和负电阻相关的振荡，则可以在LTspice中轻松分析和优化该特性。LTspice是一款免费的高性能SPICE仿真器软件，包括原理图捕获图形界面。可探测原理图以产生仿真结果，通过LTspice内置波形查看器轻松探索。与其他SPICE解决方案相比，LTspice的增强功能和模型可改善模拟电路仿真。

用于电压转换的开关稳压器通常使用电感来临时存储能量，这些电感的尺寸通常非常大，必须在开关稳压器的印刷电路板(PCB)布局中为其安排位置。这项任务并不难，因为通过电感的电流可能会变化，但并非瞬间变化，可能是连续的，通常相对缓慢。

开关稳压器在两个不同路径之间来回切换电流。这种切换非常快，具体切换速度取决于切换边缘的持续时间。开关电流流经的走线称为热回路或交流电流路径，其在一个开关状态下传导电流，在另一个开关状态下不传导电流。在PCB布局中，应使热回路面积小且路径短，以便最大限度地减小这些走线中的寄生电感。寄生走线电感会产生无用的电压失调并导致电磁干扰(EMI)。

图1所示为一个降压调节器，其中关键热回路显示为虚线。可以看出，线圈L1不是热回路的一部分。因此，可以假设该电感器的放置位置并不重要。使电感器位于热回路以外是正确的——因此在第一个实例中，安放位置是次要的，不过也应遵循一些规则：

• 不得在电感下方（PCB表面或下方都不行）、在内层里或PCB背面布设敏感的控制走线。受电流流动的影响，线圈会产生磁场，结果会影响信号路径中的微弱信号。在开关稳压器中，一个关键信号路径是反馈路径，其将输出电压连接到开关稳压器IC或电阻分压器。
• 实际线圈既有电容效应，也有电感效应。第一个线圈绕组直接连接到降压开关稳压器的开关节点，如图1所示。结果，线圈里的电压变化与开关节点处的电压一样强烈而迅速。由于电路中的开关时间非常短且输入电压很高，PCB上的其他路径上会产生相当大的耦合效应。因此，敏感的走线应该远离线圈。

图2所示为ADP2360的示例布局。在本图中，图1中的重要热回路标为绿色。从图中可见，黄色反馈路径离线圈L1有一定距离。它位于PCB的内层。

一些电路设计者甚至不希望线圈下的PCB中有任何铜层。例如，它们会在电感下方提供切口，即使在接地平面层中也是如此。其目标是防止线圈下方接地平面因线圈磁场形成涡流。这种方法没有错，但也有争论认为，接地平面要保持一致，不应中断：

• 用于屏蔽的接地平面在不中断时效果最佳。
• PCB的铜越多，散热越好。
• 即使产生涡流，这些电流也只能局部流动，只会造成很小的损耗，并且几乎不会影响接地平面的功能。

虽然开关稳压器的线圈不是临界热回路的一部分，但不在线圈下方或靠近线圈处布敏感的控制走线却是明智的。PCB上的各种平面，例如接地平面或VDD平面（电源电压），可以连续构造，无需切口。

高压电路设计需要通过隔离来保护操作人员、与低压电路进行通信并消除系统内不必要的噪声。数字隔离器提供了一种简单可靠的方法，可以在工业和汽车应用中实现高压隔离通信。

要保持信号通过隔离栅的完整性，需要隔离电路初级侧和次级侧之间的所有耦合路径，包括电源。虽然数字隔离器的次级侧通常需要很少的电源，但系统设计者常常会增加额外的电源余量，以便为多个设备供电。

在本文中，我们将分享在隔离信号和电源设计时经常出现的问题，并简要概述可用的分立式和集成式器件。

问题 1、为什么要隔离数字隔离器的电源？

数字隔离器的内部架构由两个独立的数字集成电路 (IC) 组成，位于分离式引线框上，它们之间有一个高压隔离电介质屏障，如图1所示。每个IC都需要为设备的初级侧和次级侧提供单独的电源和接地，它们之间没有物理连接。此要求与器件支持基本隔离还是增强型隔离无关，适用于数字隔离器以及具有集成接口的隔离器件。

问题 2、数字隔离器的电源要求是什么？

在为数字隔离器解决方案选择电源拓扑之前，重要的是要确定电源的基本要求，包括输入电压范围、输出电压、次级侧所需的输出功率和输出轨的数量。与非隔离电源解决方案相比，隔离电源解决方案的其他考虑因素包括系统绝缘额定值、所需的爬电距离和间隙距离，以及静电放电和系统的发射性能等电磁兼容性要求。行业终端设备标准对上述多种要求进行了规定。

数字隔离器的输入和输出信号电压通常取决于它们所施加的电源电压，并且通常与次级侧的电源电压(VCC)有直接关系。在最终确定电源输入和输出要求之前，建议仔细查看数字隔离器数据表中的电源要求。针对接口元件的逻辑电平来优化数字隔离器也是一个好主意。例如，为与微控制器连接的数字隔离器提供5V电压时，选择在次级侧也使用5V或接近5V逻辑电平的信号。

问题 3、次级侧电源可以用作隔离电源吗？

在某些情况下，只要满足隔离器逻辑电平的最低要求，系统中的两个独立电源轨即可用作初级侧和次级侧电源。其中包括与输入和输出信号电平相匹配的电源电压电平，每个电平均提供单独的接地。虽然可以使用现有的次级侧电源，但噪声耦合和电源调节通常会成为一项问题，设计者通常选择设计已针对逻辑电平和系统噪声性能进行了优化的隔离电源。

问题 4、隔离电源有哪些解决方案？

为数字隔离电路设计隔离电源时，可以使用的方案有许多。数字隔离器的电源解决方案包括反激式、H桥电感器-电感器-电容器、推挽式和集成式隔离数据和电源解决方案。

带电源的ISOW7741数字隔离器、带电源的ISOW1412隔离式RS-485收发器或带电源的ISOW1044控制器局域网收发器等集成的隔离数据和电源解决方案都具有集成式直流/直流转换器。这些器件旨在满足国际无线电干扰特别委员会(CIPSR) 32 B类限制，而且其尺寸明显小于分立式设计备选方案。为了在尽可能小的占用空间中实现高性能设计，无需在电路板上安装变压器、减小电路板尺寸和简化认证等优势通常是不容忽视的权衡因素。

因此，虽然分立式解决方案在某些情况下可以提高效率和降低辐射发射，但最终节省空间和简化认证的优势能够加快上市速度。

NuMicro M251/M252系列支持用户在应用内存区，配置一个仅可执行内存(XOM) 区域。仅可执行内存是一种用于安全应用的内存保护机制，被用来储存提供给CPU提取的指令。当保护功能启用时，仅可执行内存的指令只能透过应用程序编程接口呼叫，禁止除错器或其他软件方式读取内容，可以避免用户的程序被窃取。

来源：Nuvoton腾讯