今天给大家分享的是微控制器浮动输入和开漏输出。

一、浮动输入

首先，考虑双向（单刀双掷）开关情况当开关打开时，为控制输入将连接到 +3.3V，即高电平。当开关关闭时，微控制器输入将连接到 0V（即低电平）。但是，如果只有一个按钮怎么办？

开关打开

当按下按钮时，微控制器输入将连接到 0V（即低电平）。

按下按钮

然而，当未按下按钮时，微控制器输入并没有真正连接到组件：

未按下按钮

就好像没有连接一样：

等效

在这种情况下，输入电平是多少？高还是低？因为它没有真正连接到任何东西，所以输入可以是任何东西，具体取决于环境中的静电或电磁辐射。

它可能只是简单地接收无线电波（如天线）并在弱定义的高状态和低状态之间来回翻转。这种状态，其中微控制器输入没有明确定义并且可以是任何东西（随机），称为浮动。

二、上拉和下拉电阻

为了解决这个问题，需要在输入端添加一个上拉电阻或下拉电阻（上拉电阻如下图所示）：

上拉电阻

当按钮未被按下时，上拉电阻会将微控制器输入拉至+3.3V，提供明确定义的高电平。当按下按钮时，微控制器输入将直接连接（短路）至地 (0V)，提供明确定义的低电平。在这种情况下，一些电流将流过上拉电阻，但由于电阻值相对较高，因此电流量很小。

这里可以发现电阻符号看起来像一个小弹簧，这是它在这种情况下的功能。比如自动关闭的门，除非你主动打开门，不然的话，会有机制门会自动关闭。如果没有自动关闭机制（假设门没有闩锁机制），门会被进出的人移动，不会默认特定的位置。

上拉（或下拉）电阻类似于这些门上的自动关闭机制，因为它在未主动驱动时将输入保持在特定电平。

情况可以反过来，因为按钮可以连接到+3.3V（高），并且可以使用下拉电阻来保持输入低。不过，上拉电阻配置比较常见。

下拉电阻

三、开漏输出

一些微控制器输出可以设置为漏极开路（或仅可用作漏极开路）。开漏输出是只能驱动为低电平而不能驱动为高电平的输出；输出为低电平或浮动。

本质上，输出只是连接到晶体管的漏极引脚（因此称为开漏）。

开漏

当控制线被驱动为高电平时，晶体管将输出短路至地 (0V)，将其拉低。当控制线被驱动为低电平时，晶体管处于高阻抗（高电阻）并且输出处于浮动状态。

一些通信方案，例如 I2C 和 CAN，使用它来允许多个设备通过相同的通信线路进行通信，而不会出现短路（冲突，即一个设备试图将线路驱动为高电平，而另一个设备试图将线路驱动为高电平）。它很低）。

在这些情况下，上拉电阻用于在未主动将线路驱动为低电平时将线路保持为高电平。

领先的软件定义汽车（SDV）解决方案提供商ETAS 与英飞凌科技股份公司（FSE代码：IFX / OTCQX代码：IFNNY）的加密算法套件成功通过认证。该证书在美国国家标准与技术研究院（NIST）的加密算法验证计划（CAVP）下进行验证，并授予了 ESCRYPT CycurHSM。该汽车嵌入式安全软件堆栈，基于英飞凌第二代 AURIX™ TC3xx半导体硬件安全模块（HSM）实现。

英飞凌第二代 AURIX™ TC3xx 硬件安全模块

国际公认的CAVP 测试协议被视为约定俗成的标准。该标准针对加密算法实现的质量进行验证，并确保其按照NIST（负责制定加密标准和指南的美国联邦机构）的规定正确运行。通过CAVP测试协议对已实现的加密套件进行独立验证，可确保其达到美国联邦政府加密软件标准——美国联邦信息处理标准（FIPS）认证中的关键要求。

ETAS车载安全运营部门概念和交付负责人Mark Elkins 表示：“通过获得CAVP认证，ETAS和英飞凌进一步证明了双方致力于为客户提供一流安全解决方案的承诺。CAVP认证减轻了全球汽车OEM进行额外算法验证的负担，确保其车辆中安装的都是最先进的安全产品。”

英飞凌科技软件、合作伙伴与生态系统管理部门高级总监Thomas Schneid表示：“此次CAVP认证将进一步增强客户对英飞凌MCU产品以及在我们合作伙伴生态系统内开发的软件解决方案的信心。AURIX具有丰富的产品组合，并具有像ETAS这样的解决方案提供商作为合作伙伴，这都足以证明AURIX完全能够满足汽车应用随着市场的不断发展演进而日益苛刻的要求。”

ESCRYPT CycurHSM是一种汽车嵌入式安全软件堆栈，可使用汽车微控制器（MCU）上的硬件安全模块实现安全信任锚。它有助于满足OEM的复杂安全要求，并且可部署在包括域控制器在内的任何汽车电子控制单元（ECU）中。ESCRYPT CycurHSM可以顺利集成到任何AUTOSAR堆栈或引导加载程序中，并且也适用于非 AUTOSAR系统。

英飞凌的第二代AURIX TC3xx HSM可用于AURIX TC3xx MCU系列的所有型号。因此，ESCRYPT CycurHSM V2.7.13的CAVP验证适用于整个AURIX TC3xx系列。这表明AURIX TC3xx HSM完全能够借助集成的加密加速器支持经CAVP验证的加密算法实现。

关于ETAS

芝识课堂用了大量的篇幅给大家介绍电机系统的开发和应用基本技巧，并且特别介绍了用于产生控制信号的逻辑IC。随后的几期芝识课堂，我们将跟大家一起来了解电机控制系统最重要的核心器件之一—微控制器（MCU），并以东芝应用广泛的TX03系列微控制器为例，为大家讲解MCU的各种基本知识和应用开发技巧。

TX03系列微控制器面向各种不同应用开发的实际需求，提供具有不同功能单元的产品，您可以根据自己的需求选择最适合的产品，具体产品面向应用和功能如图1和图2所示。

电机控制应用一直是日系MCU的重点应用领域，并且具有完善的解决方案和突出的软硬件技术优势。东芝TX03系列MCU，配合MCD（Motor Control Driver）的功能，在需要低电压、高电流的直流马达驱动应用上能够帮助客户设计出非常贴近市场需求的设计。TX03系列中的M370组是专门针对民用级电机控制应用推出的，它搭载了东芝独特的矢量引擎（Vector Engine，简称VE），在矢量控制过程中大量的数学计算可由系统自主完成，从而改善了电机控制，并在减少组件数量的同时降低能耗和功耗，优化了系统设计空间和成本。M370系列非常适合用于需要高可靠性、工作效率和精准变速控制的直流无（BLDC）电机控制应用，如用于洗衣机、空调、电冰箱、泵、变频电机控制设备等。

TX03系列M340组微控制器则主打高度精确的机械控制。其搭载了东芝独创的协处理器“PSC"，可以以一颗MCU直接实现两个同步控制，从而节约系统的整体空间和成本。在例如控制数码相机镜头的马达应用中，可以对多种机械进行高度精确的同步控制，还有助于减少材料和缩小印刷电路板尺寸。

TX03系列M380组微控制器内置了用于电机电路的3相控制的专门PWM，具有多项故障安全检测功能，适用于工业或电器设备应用中常见的大电流、低成本数字控制，例如电饭煲、电磁炉、微波炉、电冰箱等。

强大的Arm® Cortex®-M3内核为东芝TX03系列赋能，使其拥有丰富的产品线。在随后的芝识课堂，我们先带大家从认识Arm® Cortex®-M3内核开始，逐步掌握TX03系列MCU的开发实战技巧。

新的STM32系统芯片低功耗，支持多种无线通信协议，简化各种用途的无线系统设计

服务多重电子应用领域、全球排名前列的半导体公司意法半导体(STMicroelectronics，简称ST；纽约证券交易所代码:STM) 发布了一款新的融合无线芯片设计专长与高性能、高能效STM32系统架构的微控制器(MCU)。全新的节能功能将这款无线MCU的电池续航时间延长到15年以上。

在远距离部署的应用领域，包括能源计量、监控设备、报警系统、执行器，以及智能建筑、智能工厂和智能城市的传感器，STM32WL3无线MCU的特别有用，有助于控制功耗，并给工作划分优先级。这些高能效MCU可以改善用户体验，提供服务，减少环境足迹。通过使用意法半导体的无线MCU，设备和应用设计者可以快速开发新产品，获得最大的经济效益。

STM32WL3是意法半导体高集成度无线芯片系列的最新的创新产品，内置先进的高能效、多协议射频收发器，采用全球免许可的工业、科学和医疗(ISM)专用无线电波段进行远距离通信。除了主射频收发器外，新微控制器还集成了业界独一无二的超低功耗射频收发器。在连续监听唤醒信号期间，系统可以关闭这个子射频收发器，以节省电能。

准客户正在用STM32WL3 MCU提高智能连接设备的产品价值，例如，Lierda物联网技术公司正在用STM32WL33降低功耗，并为现有的网络产品增加远程无线连接功能。Lierda模组利用MCU的唤醒射频功能将系统功耗降至最低，监控和维护点对点或点对多点连接的无线连接网络设备。

另一位客户Silent Smart Technology开发出一系列基于STM32WL3无线MCU的sub-1GHz无线通信模组。这些模组支持多种传输模式、信道监控、无线中继等功能。MCU的唤醒功能允许模组进入深度睡眠模式，工作电流仅约1µA，同时保持就绪状态，随时恢复正常工作。

意法半导体无线业务线总经理Benoit Rodriguez表示：“ST新推出的STM32WL3多功能远距离无线微控制器可帮助Lierda、Silent Smart等客户研发创新、灵活的产品，大幅降低产品功耗，缩短产品上市时间。利用唤醒射频收发器和流量计量LC感应控制器等特殊功能，开发者能够为智能计量、智能农业和资产跟踪产品设计高能效连接功能，用小容量电池就能续航15年之久。”

意法半导体不断扩大整合无线通信与主应用控制器的产品家族，STM32WL3是这一产品家族的最新成员，可以克服工程挑战，降低功耗和尺寸，并提高可靠性。

详细技术信息：

• STM32WL3 MCU上的远距离射频收发器使用国际规定的413MHz-479MHz和826MHz-958MHz两个免费无线电频段，在2024年后还将支持169MHz频段。

• 该射频收发器支持多种通信协议和多种调制技术，支持高达600kbit/s的4-(G)FSK、2-(G)FSK、(G)MSK、DBPSK、DSSS、OOK、ASK调制方法，最大限度地提高通用性，简化平台部署。

• 板载外围设备包括一个LCD驱动器、一个12位1Msample/s ADC、模拟比较器、DAC和多个定时器。还集成一个巴伦、射频功率放大器和SMPS电源，这些元器件可以最大限度地减少外部物料清单成本，优化解决方案的成本，缩短产品上市时间。

整个产品线包括64KB到256KB闪存、16KB或32KB RAM的微控制器，采用32引脚或48引脚VFQFPN封装，工作温度范围增加一个-40°C到105°C的宽温选择。全系产品都享有意法半导体工业产品10年寿命保证，现在可以大批量订购样片。

STM32WL3是根据智能计量应用的具体需求专门设计，内置一个LCD控制器和一个用于测量流体流量的LC传感器控制器，这个外设可以简化水表和热量分配器的研发。多协议支持让开发者能够把一个平台经济地部署在多种不同的远距离无线技术上，包括Sigfox、KNX、mioty、M-Bus等。

咨询大量订购的价格，请联系意法半导体当地销售处。评估工具套件即将上市。

——ONE——

1.0 方案背景

TI M0内核微控制器去年推出评估版芯片和软件，今年上半年推出正式版，支持易于上手的SYSCONFIG初始化代码配置工具，如图1.1所示。

图1.1 使用SYSCONFIG配置M0L1306外设

最先上市的是入门级的MSPM0L系列及其配套的开发套件LP-MSPM0L1306，也就是俗称的LaunchPad。受TI大学计划部委托，开发了一款基于LP-MSPM0L1306的智能小车，同时具备巡线、避障和直立平衡功能，并可方便的进行扩展。验证了即使是入门级的M0L系列微控制器，也完全可以胜任电赛中相对复杂的应用。如图1.2所示即为TI MSPM0 MCU线下教师培训会（杭州站）培训所使的小车。

图1.2 基于LP-MSPM0L1306的智能小车

但是小车主要使用的是微控制器的数字功能（模拟外设仅用到了ADC），而TI M0系列微控制器的一个主要特色是集成了丰富的模拟外设，如图1.3所示的M0L1306包含有：

(1) GPAMP：普通运放×1

(2) OPAx：程控运放×2

(3) COPM0+DAC8_0：模拟比较器×1+8位DAC×1

(4) ADC：12位ADC×1

图1.3 MSPM0L1306的模拟外设

如何能够综合性的展示MSPM0微控制器模拟外设的“用途”，成为一个难题。毕竟单独看每一个模拟外设并不是指标有多先进。直到今年电赛的C题“电感电容测量装置”的出现，给了这样一个机会，仅使用一块M0L1306，就能基本实现赛题要求。

——TWO——

2.0 基于M0L1306的单芯片LC测量装置硬件原理

如图2.1所示为基于M0L1306的单芯片LC测量装置的整体原理图，黑色部分是MCU内部的模拟外设，蓝色部分是测量电容加的外部电路，绿色是测量电容加的外部电路。下面分别讲解电容和电感测量电路。

图2.1 基于M0L1306的单芯片LC测量装置

2.1 电容硬件测量原理

将电容测量电路部分从总原理图中拆分出来，如图2.2所示，测量电容和电感的基本原理都是和基准电阻分压，测量分压波形的幅值和相位。

(1) 外部元件为10kΩ多圈电位器RP和作为分压基准的360kΩ电阻R_ref（实际为1%精度电阻）,C?为待测电容。

(2) DAC+OPA1的固定搭配产生1kHz，3.3Vpp，直流偏移1.65V的正弦激励信号，如图2.3红色波形所示。（注：M0L系列MCU的DAC必须经OPAx缓冲后才能对外输出）

(3) 基准电阻R_ref与待测元件C?分压，产生待测相移信号，采用低侧测量，如图2.3蓝色波形所示。

(4) 多圈电位器RP+GPAMP产生1.65V直流偏置信号，如图2.3紫色波形所示。

(5) 由于GPAMP输出的直流偏置的抵消作用，OPA0只放大待测信号中的交流部分（1.65V直流部分不变），得到如图2.3所示的绿色波形。

图2.2 电容测量硬件原理图

图2.3 电容测量理论波形图

2.2 电感测量硬件原理

如图2.4左所示，电感测量的外部元件包括一个NPN三极管和一个10欧的电阻。相比电容测量电路，电感测量电路有两个难点，第一个就是1kHz下待测电感（10μH~100μH）阻抗不到1欧姆，所以串联的分压电阻只能取10欧姆，内部DAC+程控运放带不动这么重的负载。

解决的方法就是使用经典的三极管射随电路来扩流。DAC+OPA1产生理论值1kHz，2Vpp，直流偏移1.8V的正弦激励信号。三极管射极实际输出约0.3V~2V幅值的正弦波。如图2.4右所示，用示波器观测实际三极管的基极波形是橙色和射极波形是绿色。

图2.4 经三极管扩流的正弦激励信号

另一个难点是，如图2.4所示的电路中，电感两端的电压信号是双极性（测电容的时候是单极性的），而现在M0只剩两个单极性运放可以用。

解决方案：使用MSPM0L技术手册（SLAU847C）里的一种特殊差分放大电路，如图2.5所示。V3的输出不是差分信号，但是V3-V2就是差分信号了。这样做的好处是，参数设置合理的情况下，V1、V2、V3全部都是单极性信号（V1信号进运放，V2信号进运放，V3信号进ADC都得是正的，但是V2-V1有正有负就没关系了）。参数怎么设置合理，需要用仿真软件仿真。

图2.5 MSPM0 L-Series 32-MHz 

Microcontrollers技术手册截图

如图2.6所示，使用M0剩余的两个运放构成“差分放大”，用ADC同时对V3和V2采样，就可以实现差分测量效果。改变OPA0的增益就可以实现程控差分放大。特别说明，由于重负载下，V2不能认为是恒定正弦信号，因此需要实时采样（而电容测量电路里可认为是恒定的正弦激励信号）。

图2.6 完整的电感测量硬件电路

——THREE——

3.0 正交鉴相原理

对于分压法测量阻抗（感抗、容抗、等效串联电阻）来说，本质就是测量出分压后波形的幅值和相位。获取幅值的方法相对容易，ADC采样后积分即可。相位的精确测量则面临一定挑战，仅检测“过零点”来判断相位差肯定是不精确的（只有仿真软件仿真理想正弦波时，可以用来验证原理）。

对分压波形0~180°进行积分并减去直流分量后，可得实部电压Ureal。对分压波形90~270°进行积分并减去直流分量后，可得虚部电压Uimg。根据实部电压和虚部电压的大小和比值来计算幅值和相位，就是正交鉴相法。下面以电容测量计算为例（电感测量计算方法基本一致），从简单到复杂讲解正交鉴相的原理。

3.1 待测元件仅含有电阻分量

如图3.1所示，如果待测元件只有电阻分量，则分压波形UC与激励波形U完全同相位，虚部电压Uimg为0，UC完全由Ureal构成。

图3.1 待测元件为纯电阻时的波形图和向量图

3.2 待测元件仅含有电容分量

如图3.2所示，如果待测元件只有电容分量，则分压波形UC比激励波形U落后0~90°相位，实部电压Ureal和虚部电压Uimg均不为0。

(1) 实部电压Ureal与U同相位，虚部电压Uimg落后U90°。

(2) 由于待测元件只有电容分量，所以实部电压和虚部电压平方和开根号，就直接是容抗电压UXC。

(3) 结合已知的激励电压U，可求得基准电阻电压UR。

(4) 结合已知的基准电阻阻值R_ref，可求得待测电容值C。

图3.2 待测元件为纯电容时的波形图和向量图

3.3 待测元件既有电容分量也有等效串联电阻分

如图3.3所示，如果待测元件既有容抗XC又有等效串联电阻ESR，则分压波形UC同样是比激励波形U落后0~90°的相位，实部电压Ureal和虚部电压Uimg均不为0。问题的焦点是怎么求出等效串联电阻电压UESR和容抗电压UXC所占的比例来，也就是要知道向量图中的∠3。

(1) 根据向量图中的直角△ABD，通过Ureal和Uimg的比值，可求出∠1。

(2) 通过Ureal和Uimg的平方和，可求出UC，而激励电压U在轻负载下为已知量。

(3) 根据向量图中的△ACD，通过U、UC和∠1，可求出∠2和UR。

(4) 根据向量图中的△ACE，可得90°-∠1-∠2=∠3，损耗角正切D=tan∠3。

(5) 根据向量图中的△ADE，通过UC和∠3，可求出UESR和UXC。

(6) 通过UXC和UR的比值，以及基准电阻R_ref的值，就可以得出待测C值。

图3.3 待测元件为含ESR电容时的波形图和向量图

——FOUE——

MSPM0L1306主要软件代码

4.1 激励信号部分

根据如图4.1所示的正弦表，定时改变DAC幅值，生成1kHz正弦波，测量电容和电感用到不同的正弦表。正弦表通过如图4.2所示的Excel公式计算得来。

图4.1 电容测量和电感测量时使用的正弦表

图4.2 由EXCEl计算得出正弦表

4.2 信号采样部分

无论是电容测量还是电感测量，ADC均以1MHz频率DMA方式采样1000个数据，但是数据的组成不一样。

4.2.1 电容采样

如图4.3所示，电容测量模式下，1000个数据全是待测电容电压。

图4.3 测量电容采样示意图

如图4.4所示，可以用CCS中自带的Graph功能取代示波器来调试电路。OPA0实现的自动增益系数为2~32倍，因为基本构架是同相比例放大。这个增益范围实际有点吃力，1nF放大2倍如果量程合适的话，100nF放大32倍还不够，如果再有一个程控运放就更好了（在5.4节会提及这个问题）。

图4.4 CCS的Graph功能获得的ADC采样波形图

4.2.2 电感采样

如图4.5所示电感测量的时候，V2和V3交替采样，各占500个数据点。由于等效为反相比例放大，所以OPA0自动控制增益系数分别为1,3,7,15,31。

图4.5 测量电感采样示意图

如图4.6所示，这是用Graph直接观测连续的1000个数据点波形，会有两个正弦波的轮廓。在Graph的属性中，将Index Increment改为2，再修改合适的起始数据地址，就可以将V3和V2的波形分开显示，如图4.7所示。V3交流成分-V2交流成分就是电感两端电压。

图4.6 V3和V2合并观测的Graph波形

图4.7 V3和V2分开观测的Graph波

4.3 元件判别部

当软硬件测量模式不符时，它们和正常情况的波形有很大区别，加上一些特征判据就可以自动切换正确的测量模式。

(1) 如图4.8所示为软件处于L测量模式，而硬件处于C测量模式的采样波形。

(2)如图4.9所示为软件处于C测量模式，而硬件处于L测量模式的采样波形。

图4.8 软件L测量，硬件C测量时的采样波形

图4.9 软件C测量，硬件L测量时的采样波形

4.4 向量图计算部分

图3.3所示的向量图计算看起来很简单，其实也一点不难。每次DMA采样完成拿到1000个数据后，利用math.h中的sqrt、atan，acos数学函数硬算即可。

以下计算代码段中，前面的是测量电容时的代码片段，后面的是测量电感时的代码片段，两者仅在第5行中对于Theata_Udac_Uz有正负号的区别。

4.5 程序校准部分

如图4.10所示，用数字电桥校准待测电容和电感，全部使用串联模型。由于引线电阻/接触电阻对电感Q值测量影响很大，因此待测电感用的是无引线电感，且电桥的四线夹后再加了一个开尔文夹来尽量保持夹持电感力度一致。

图4.10 数字电桥标定待测元件

整个测量系统存在很多误差，例如基准电阻阻值，实际程控放大器的增益系数、线路寄生电阻/电容/电感等等，因此需要校准。但数据校准的前提是数据是稳定且可重复的，实验证明该测量系统满足校准的前提条件。

(1) 图4.11左，展示的是单次测量时，数据的抖动情况，

(2) 图4.11右，展示的是系统断电，再重新放上同一个待测元件后，数据的抖动情况。

图4.11 数据的稳定性展示

校准的方法是用Excel进行线性拟合，在单段线性拟合时，精度可基本控制在5%，如果不满意，还以进一步分段线性拟合。

如图4.12所示是第三档增益（实际增益7）校准电感时的数据表，以及拟合出来的校准直线。

图4.12 EXCEL校准电感

如图4.13所示是第三档增益（实际增益7）校准电感等效串联电阻ESR时的数据表，以及拟合出来的校准直线。

图4.13 EXCEL校准等效串联电阻

如图4.14所示，利用图4.12和图4.13得出的校准直线系数，填写在对应的case 3处。

图4.14 校准代码截图

——FIVE——

其他注意事项

5.1 由杜邦线直插的硬件电路

电容测量的时候，（按题目要求的）等效串联电阻在千欧以上，杜邦线直插带来的接触电阻影响不大。如图5.1左所示就是最原始的杜邦线直插电容测量装置，可以看到外部元件只有电位器、基准电阻和待测电容插孔。

如图5.1右所示为原始的电感测量电路，可以看到外部元件只有NPN三极管、基准电阻和待测电感插孔。但是电感测量时等效ESR远小于1欧姆，杜邦线直插精度远远不够，只能实验一下原理。

图5.1 使用杜邦线直插的电容测量电路和电感测量电路

5.2 由洞洞板焊接硬件电路

如图5.2所示为洞洞板焊接的电感电容测试装置，是完全可行的。注意电感测试回路能焊接就尽量避免接插连接，能螺丝拧就不要直接插拔，并使用开尔文夹来夹持待测电感。

图5.2 洞洞板焊接的电感电容测试装置

5.3 增加OELD显示屏带来的干扰

如图5.3所示为增加了OLED屏幕接口的打样PCB板，并且升级了更优质的开尔文夹。

图5.3 带OLED接口的打样PCB板

在引入OLED显示屏后，测试电容时发生了如图5.4所示的干扰，而只要任意时刻拔除OLED，或者不对OLED进行初始化，波形就会如图5.5一样恢复正常。这说明OLED模块内部有开关电源电路，会对测量电路带来干扰。

图5.4 OLED引入干扰时的波形

图5.5 拔除OLED干扰消失时的波形

经过分析可知，如图5.6所示的电容测量电路中PA26所接的电位器中点偏置电压点，极易引入电源线耦合干扰，应加微法级电容C进行滤波。滤波后的测量波形如图5.7所示，干扰已完全消失。图5.5和图5.7波形有直流偏差，原因是这是两块电路板，它们的电位器调节值不一样（偏置电位器只需保证波形不削底/削顶，就不会对测量有影响）。

图5.6 加入电位器中点滤波电容后的电容测量电路

图5.7 中点电容消除OLED引入干扰的波形

5.4 升级MSPM0G3507微控制器（此节为大会报告后添加）

由于受TI大学计划部委托，一直是开发基于MSPM0L系列微控制器的有关应用，为了考验MSPM0L系列微控制器的极限能力，在做电赛C题时，也没有去更换后续推出的更高性能MSPM0G系列微控制器。

同学们可以自行尝试使用更高性能的MSPM0G3507 LaunchPad来解答电赛C题。主频方面，G系列是80MHz主频，L系列是32MHz主频，本应用中，主频影响不大，只是编程时可能会有些许便利。但使用模拟外设性能指标更好的MSPM0G3507代替MSPM0L1306将会在至少以下两个方面，提高测量装置的性能，如图5.8所示：

(1) G3507包含两个独立12位4MHz同步采样的ADC，无论是提高采样率，还是提高分辨率，都可以很大程度提高测量装置的性能。而L1306仅有1个12位ADC，采样速度也不及G3507。

(2) L1306中的DAC是比较器附带的8位DAC，不仅精度低，而且更不利的是要消耗掉1个宝贵的可编程OPA作为缓冲器才能输出，这样一来就只剩1个可编程OPA进行信号放大。而G3507则是自带缓冲器的独立12位DAC，这样2个可编程OPA级联使用将使得信号增益更加适应量程。

图5.8 MSPM0G3507微控制器说明书的模拟外设简介