开关电源（Switched-Mode Power Supply，SMPS）是一种电源供应系统，通过快速切换电子开关器件（通常是晶体管或MOSFET）来将输入电压转换为稳定的输出电压。相对于线性电源，开关电源具有更高的效率和更小的体积，因此在各种应用中广泛使用
开关电源
导读
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管的导通和关断的时间比率，维持输出电压稳定的一种电源。
它和线性电源相比，具有效率高、功率密度高、可以实现和输人电网的电气隔离等优点，被誉为离效节能电源，目前开关电源已经应用到了各个领域，尤其在大功率应用的场合，开关电源具有明显的优势。
开关电源一般由脉冲宽度控制(PWM)IC、功率开关管、整流二极管和LC滤波电路构成。
在中小功率开关电源中，功率开关管可以集成在PWM控制IC内。开关电源按反馈方式分为电压模式和电流模式。
电流模式开关电源因其突出的优点而得到了快速的发展和广泛的应用。
但是电流模式的结构决定了它存在两个缺点：
恒定峰值电流而非恒定平均电流引起的系统开环不稳定；
占空比大于50%时系统的开环不稳定。
本文旨在从原理上分析传统电流模式的缺陷及改进方案，之后分析一个实用的斜坡补偿电路。
电流模式的原理分析
开关电源可以有很多种结构，但原理基本相似。
图1是电流模式降压斩波fg(Buck)开关电源的原理图：
它和电压模式的主要区别是增加了电流采样电阻R3和电流放大器IA. R3的阻值一般很小，以避免大的功耗。
功率管Ql在每个周期开始的时候开启并维持一段时间Ton，通过滤波电感Lo对滤波电容Co充电，同时向负载提供电流，此时Lo上电流随时间的变化率为
电感电流到达一定值后功率管关断，二极管D1起续流和钳位作用。
设DI的导通压降为VZ，则此时：
RI和R2分压后和Vπf 比较并放大，变为信号VEA；同时R3两端的压降经IA放大后变为信号VIA，当VIA高于VEA时，相关控制电路将控制功率管关断，从而达到调节占空比的目的。
通过实时地调节占空比，输出电压可以稳定在一个预先设定的值。
上述工作过程的波形如图2，实线表示连续工作模式，虚线表示不连续工作模式，其中Clock表示时钟信号，VEA表示EA的输出，VIA表示IA的输出，IQ1是功率管的电流，ID1是二极管电流。
电流模式由于采用了电压一电流双环控制显著改善了开关电源的性能。
主要表现在：
1. 根本消除了Push-pull开关电源存在的磁通量失恒问题，磁通量失恒会减弱电感的承压能力，导致功率管电流不断增大并最终烧毁。
电流模式在每个周期都限定功率管峰值电流，能彻底杜绝磁通量失恒。
2. 电压调整率显著减小。当输人电压波动时图1中的电流检测电阻R3会立即检测到峰值电流的变化，快速调整占空比，使输出电压稳定。
3. 简化了反馈电路的设计LC滤波电路在频率达到共鸣频率
后，相移会接近最大值180°，输人到输出的增益会随着频率的升高而迅速减小，这就增加了开关电源反馈电路设计的复杂程度。
在电流模式中，滤波电感的小信号阻抗几乎为零，这样就只能产生最大90相移，增益随频率升高而下降的速度也减小为实际LC滤波电路的一半。因此反馈电路的设计可以大幅简化。
4. 改善了负载调整率。在电流模式中，误差放大器的带宽更大，因而负载调整率更好。
电流模式的缺点
1. 恒定峰值电流引起的电感平均电流不恒定
电流模式的实质是使电感平均电流跟随误差放大器输出电压VEA设定的值，即可用一个恒流源来代替电感，使整个系统由二阶降为一阶。
但在常用的峰值电流模式中，不同的占空比会导致不同的电感平均电流。
这可以由平均电流的计算式看出:
其中Ip是峰值电流，dl是峰值电流和最小值的差值，T是时钟周期，ton和toff分别为功率管开启时间和关断时间。
如图3所示：
当由于某种原因使输人电压从Vdc1变化到Vdc2，电感电流的上升沿斜率将会变化（Vdc2-Vdc1）/Lo。而下降沿斜率不变，占空比将从Dl变为D2，电感电流的平均值从Iav1变化到Iav2，这往往会导致输出电压在一段时间内振荡。
2. 电感扰动电流引起的输出振荡
在输入电压不变的条件下，当由于某种外部原因使电感上的电流在一个下降沿结束时发生小的扰动AI，因为电流的上升沿和下降沿的斜率以及峰值电流都不变。
所以在下一个周期结束后，这个扰动电流将被放大为：
其中dt为发生扰动后导通时间的变化值，m1和m2分别为上升斜率和下降斜率。
从(2)式可以看出，当占空比小于50%时，m2 但是当占空比大于50%时，m2>m1，△I''>△I，即一个周期后扰动电流增强。 如图4所示，这同样也会引起输出电压在一段时间内的振荡。
斜坡补偿的原理分析
前面分析的两个不稳定情况实际上都是因为占空比改变引起了电感平均电流的变化，最终导致输出电压在一段时间内振荡，尤其当占空比大于50%时更加严重。
如果能使系统在占空比足够大的时候才发生上述不稳定现象，就相当于解决了这两个问题。
设图1中电阻R3上的压降为Vs，可以尝试在Vs上叠加一个斜率为m，且在时钟周期起点处等于零的电压，则经IA放大后相当于在信号VIA上叠加了一个斜率为Avm的电压。
再设电感上有扰动电流AI，经IA放大为AvAI。
由图5可以证明，经过一个周期后这个扰动电流的值变为：
把m1D=m2（1-D）代入（3）式得：
要使扰动电流在第一个周期就减弱，必须要有
（5）式表明，在斜坡补偿前，占空比达到50%后系统就开始不稳定，斜坡补偿之后，只要补偿斜率m满足式（5）的关系，系统始终是稳定的。
由此可见，只要能确定电感电流下降沿的斜率m2和占空比D，就有可能设计出合适的斜坡补偿电路，解决峰值电流控制型开关的输出振荡问题。
1. 实际的斜坡补偿电路分析
在电流模式PWM IC内部集成斜坡补偿电路要比理论分析复杂得多，因为在不同应用情况下，(5)式中的m2和D也会不同，所以很难对所有可能的情况作最好的补偿。
由( 5)式 可以看出，开关电源稳定工作时占空比D和电感电流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡补偿的量也就越大。
在连续工作模式中，D和m2都是由电路结构决定的。而在不连续工作模式中，D是随负载变化的量，m2是由电路结构决定的。
根据这个原理可以设计一个补偿量随占空比增大而增大，并且能够适合一定范围的m的斜坡补偿电路。
如图6：
其中Vcc是较稳定的电压，约为2.3V，Vosc是PWM内部振荡器输出的锯齿波，最小值和最大值分别为0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的栅极控制信号，Iout是斜坡补偿电流。
输出到电流采样电阻(如图1中的R3)的正端，从而在采样电阻上叠加了一个电压降，达到斜坡补偿的目的。
钳位二极管DI、D2，分压电阻网络RI、R2、R 3和R4共同决定了Q5、Q6和Q7的开启点。
当一个时钟周期开始时，Vdrv由低变高，Q1管导通，同时Vosc从最小值开始以一定的斜率上升，Q4、Q5、Q6和Q7先后开启，这四个晶体管集电极电流的总和被由Q2、Q3、R9、R10构成的比例电流镜像后输出到Iout。
设NPN晶体管的开启阂值为VTn，Dl和D2的正向导通压降都为VD, Ql的C-E结压降近似为零，则通过两个二极管的电流为：
因此Q4、Q5、Q6、Q7的开启点分别为：
其中Ib0、IQ50是Q6开启时的二极管和Q5的电流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7开启时的二极管、Q5和Q6的电流。
Q2的集电极电流为上述四个晶体管的集电极电流总和：
因为Q4、Q5、Q6和Q7是先后开启的，所以补偿电流在时间轴上的斜率dlout/dt将随着Vosc的增大而增大，即斜坡补偿的量随占空比增大而增大。
功率管的导通时间结束时，Vdrv由高变低，Ql关断，Iout随即降为零。这样可以减少不必要的系统功耗。
考虑不同应用情况下m2的变化范围，计算(5)式就可以确定m随D变化的曲线，再根据电流放大器IA的增益和振荡器锯齿波斜率计算可得各元件的尺寸。
图7是在选取了元件尺寸后计算机仿真波形。
其中Vosc是理想化的锯齿波，Iout是输出的补偿电流，IQ4、IQ5、IQ6、IQ7分别是Q4、Q5、Q6和Q7的漏极电流。
可以看到，为了在占空比小于50%的时候系统更加稳定，Q4在每个周期开始时就已经开启，但是电流的斜率较小。
随着Vosc以恒定的斜率上升，将先后在t1、t2、t3时达到Q5、Q6和07的开启点。
设Q4、Q5、Q6、Q7开启后的电流斜率分别为m4、m5、m6和m7：
设电流采样电阻的阻值为RS，那么叠加在该电阻上压降的斜率为：
结论
本文分析了传统电流模式开关电源的工作原理及其优劣，从原理上解释了电流模式在占空比大于50%后输出不稳定的问题和解决的方法。
在此基础上分析了一个实用的斜坡补偿电路结构并详细解析其工作过程。
通过HSPICE的仿真分析，得到了预期的结果，证明了该电路的可行性。
来源：EDA365电子论坛
电源工程师们都知道开关MOS在整个电源系统里面的损耗占比是不小的，我们谈及最多的就是开通损耗和关断损耗，由于这两个损耗不像导通损耗或驱动损耗一样那么直观，所以有部分人对于它计算还有些迷茫。
今天我们就来详细分析计算一下开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。
MOSFET开关损耗
1、开通过程中MOSFET开关损耗
功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。
开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为：
其中：
，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。
VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为：
VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为：
VGS处于米勒平台的时间t3为：
t3也可以用下面公式计算：
注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468。
具体参数为：
Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；
当VGS=4.5V，Qg=9nC；
当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；
当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；
当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；
当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。
开通时米勒平台电压VGP：
计算可以得到电感L=4.7μH，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A。所以，开通时米勒平台电压：
VGP=2+5.273/19=2.278V
可以计算得到：
开通过程中产生开关损耗为：
开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。
减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。
2、关断过程中MOSFET开关损耗
关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19=2.354V。
关断过程中产生开关损耗为：
Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。
Coss产生开关损耗及影响
1、Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。
但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。
开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。
Coss产生的损耗为：
对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。
2、Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所 示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。
实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。
同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。
在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。
从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。
Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使 MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS（ON）所产生的导通损耗，选取时 只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。
注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式 下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短， 这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。
希望看到这里大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。
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为什么开关电源灌胶后EMI变差？
demi 在 提交
首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。
布局：
脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接 近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电 源的EMC性能影响较大。
输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许 可将其放置在进风口。
控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图(1)图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。
下面谈一谈印制板布线的一些原则。
线间距：随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高，一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题，完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺，一般双面板最小线间距设为0.3mm，单面板最小线间距设为0.5mm，焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔，最小 间距设为0.5mm，可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。，这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求，并可以把成品率控制得非常高，亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。
最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路，当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。
鉴于有一些相关标准对线间距有较明确的规定，则要严格按照标准执行，如交流入口端至熔断器端连线。某些电源对体积要求很高，如模块电源。一般变压器输入侧线间距为1mm实践证明是可行的。对交流输入，(隔离)直流输出的电源产品，比较严格的规定为安全间距要大于等于6mm，当然这由相关的标准及执行方法 确定。一般安全间距可由反馈光耦两侧距离作为参考，原则大于等于这个距离。也可在光耦下面印制板上开槽，使爬电距离加大以满足绝缘要求。一般开关电源交流输入侧走线或板上元件距非绝缘的外壳、散热器间距要大于5mm，输出侧走线或器件距外壳或散热器间距要大于2mm,或严格按照安全规范执行。
常用方法：上文提到的线路板开槽的方法适用于一些间距不够的场合，顺便提一下，该法也常用来作为保护放电间隙，常见于电视机显象管尾板和电源交流输入处。该法在模块电源中得到了广泛的应用，在灌封的条件下可获得很好的效果。
方法二：垫绝缘纸，可采用青壳纸、聚脂膜、聚四氟乙烯定向膜等绝缘材料。一般通用电源用青壳纸或聚脂膜垫在线路板于金属机壳间，这种材料有机械强度高，有有一定抗潮湿的能力。聚四氟乙烯定向膜由于具有耐高温的特性在模块电源中得到广泛的应用。在元件和周围导体间也可垫绝缘薄膜来提高绝缘抗电性能。
注意：某些器件绝缘被覆套不能用来作为绝缘介质而减小安全间距，如电解电容的外皮，在高温条件下，该外皮有可能受热收缩。大电解防爆槽前端要留出空间，以确保电解电容在非常情况时能无阻碍地泻压.
谈一谈印制板铜皮走线的一些事项：
走线电流密度：现在多数电子线路采用绝缘板缚铜构成。常用线路板铜皮厚度为35μm，走线可按照1A/mm经验值取电流密度值，具体计算可参见教科书。为保证走线机械强度原则线宽应大于或等于0.3mm(其他非电源线路板可能最小线宽会小一些)。铜皮厚度为70μm线路板也常见于开关电源，那么电流密度可更高些。
补充一点，现常用线路板设计工具软件一般都有设计规范项，如线宽、线间距，旱盘过孔尺寸等参数都可以进行设定。在设计线路板时，设计软件可自动按照规范执行，可节省许多时间，减少部分工作量，降低出错率。
一般对可靠性要求比较高的线路或布线线密度大可采用双面板。其特点是成本适中，可靠性高，能满足大多数应用场合。
模块电源行列也有部分产品采用多层板，主要便于集成变压器电感等功率器件，优化接线、功率管散热等。具有工艺美观一致性好，变压器散热好的优点，但其缺点是成本较高，灵活性较差，仅适合于工业化大规模生产。
单面板，市场流通通用开关电源几乎都采用了单面线路板，其具有低成本的优势，在设计，及生产工艺上采取一些措施亦可确保其性能。
谈谈单面印制板设计的一些体会，由于单面板具有成本低廉，易于制造的特点，在开关电源线路中得到广泛应用，由于其只有一面缚铜，器件的电器连接，机械固定都要依靠那层铜皮，在处理时必须小心。
为保证良好的焊接机械结构性能，单面板焊盘应稍微大一些，以确保铜皮和基板的良好缚着力，而不至于受到震动时铜皮剥离、断脱。一般焊环宽度应大于0.3mm。焊盘孔直径应略大于器件引脚直径，但不宜过大，保证管脚与焊盘间由焊锡连接距离最短，盘孔大小以不妨碍正常查件为度，焊盘孔直径一般大于管脚直径0.1-0.2mm。多引脚器件为保证顺利查件，也可更大一些。
电气连线应尽量宽，原则宽度应大于焊盘直径，特殊情况应在连线于与焊盘交汇必须将线加宽(俗称生成泪滴)，避免在某些条件线与焊盘断裂。原则最小线宽应大于0.5mm。
单面板上元器件应紧贴线路板。需要架空散热的器件，要在器件与线路板之间的管脚上加套管，可起到支撑器件和增加绝缘的双重作用，要最大限度减少或避免外力冲击对焊盘与管脚连接处造成的影响，增强焊接的牢固性。线路板上重量较大的部件可增加支撑连接点，可加强与线路板间连接强度，如变压器，功率器件散热器。
单面板焊接面引脚在不影响与外壳间距的前题条件下，可留得长一些，其优点是可增 加焊接部位的强度，加大焊接面积、有虚焊现象可即时发现。引脚长剪腿时，焊接部位受力较小。在台湾、日本常采用把器件引脚在焊接面弯成与线路板成45度 角，然后再焊接的工艺，的其道理同上。今天谈一谈双面板设计中的一些事项，在一 些要求比较高，或走线密度比较大的应用环境中采用双面印制板，其性能及各方面指标要比单面板好很多。
双面板焊盘由于孔已作金属化处理强度较高，焊环可比单面板小一些，焊盘孔孔径可 比管脚直径略微大一些，因为在焊接过程中有利于焊锡溶液通过焊孔渗透到顶层焊盘，以增加焊接可靠性。但是有一个弊端，如果孔过大，波峰焊时在射流锡冲击下部分器件可能上浮，产生一些缺陷。
大电流走线的处理，线宽可按照前帖处理，如宽度不够，一般可采用在走线上镀锡增加厚度进行解决，其方法有好多种
1， 将走线设置成焊盘属性，这样在线路板制造时该走线不会被阻焊剂覆盖，热风整平时会被镀上锡。
2， 在布线处放置焊盘，将该焊盘设置成需要走线的形状，要注意把焊盘孔设置为零。
3， 在阻焊层放置线，此方法最灵活，但不是所有线路板生产商都会明白你的意图，需用文字说明。在阻焊层放置线的部位会不涂阻焊剂。
线路镀锡的几种方法如上，要注意的是，如果很宽的的走线全部镀上锡，在焊接以后，会粘接大量焊锡，并且分布很不均匀，影响美观。一般可采用细长条镀锡宽度在1~1.5mm，长度可根据线路来确定，镀锡部分间隔0.5~1mm双面线路板为布局、走线提供了很大的选择性，可使布线更趋于合理。关于接地，功率地与信号地一定要分开，两个地可在滤波电容处汇合，以避免大脉冲电流通过信号地连线而导致出现不稳定的意外因素，信号控制回路尽量采用一点接地法，有一个技巧，尽量把非接地的走线放置在同一布线层，最后在另外一层铺地线。输出 线一般先经过滤波电容处，再到负载，输入线也必须先通过电容，再到变压器，理论依据是让纹波电流都通过旅滤波电容。
电压反馈取样，为避免大电流通过走线的影响，反馈电压的取样点一定要放在电源输出最末梢，以提高整机负载效应指标。
走线从一个布线层变到另外一个布线层一般用过孔连通，不宜通过器件管脚焊盘实现，因为在插装器件时有可能破坏这种连接关系，还有在每1A电流通过时，至少应有2个过孔，过孔孔径原则要大于0.5mm，一般0.8mm可确保加工可靠性。
器件散热，在一些小功率电源中，线路板走线也可兼散热功能，其特点是走线尽量宽大，以增加散热面积，并不涂阻焊剂，有条件可均匀放置过孔，增强导热性能。
谈谈铝基板在开关电源中的应用和多层印制板在开关电源电路中的应用。
铝基板由其本身构造，具有以下特点：导热性能非常优良、单面缚铜、器件只能放置在缚铜面、不能开电器连线孔所以不能按照单面板那样放置跳线。
铝基板上一般都放置贴片器件，开关管，输出整流管通过基板把热量传导出去，热阻很低，可取得较高可靠性。变压器采用平面贴片结构，也可通过基板散热，其温升比常规要低，同样规格变压器采用铝基板结构可得到较大的输出功率。铝基板跳线可以采用搭桥的方式处理。铝基板电源一般由由两块印制板组成，另外一块板放 置控制电路，两块板之间通过物理连接合成一体。
由于铝基板优良的导热性，在小量手工焊接时比较困难，焊料冷却过快，容易出现问题现有一个简单实用的方法，将一个烫衣服的普通电熨斗(最好有调温功能)，翻过来，熨烫面向上，固定好，温度调到150℃左右，把铝基板放在熨斗上面，加温一段时间，然后按照常规方法将元件贴上并焊接，熨斗温度以器件易于焊接为宜，太高有可能时器件损坏，甚至铝基板铜皮剥离，温度太低焊接效果不好，要灵活掌握。
最近几年，随着多层线路板在开关电源电路中应用，使得印制线路变压器成为可能，由于多层板，层间距较小，也可以充分利用变压器窗口截面，可在主线路板上再加一到两片由多层板组成的印制线圈达到利用窗口，降低线路电流密度的目的，由于采用印制线圈，减少了人工干预，变压器一致性好，平面结构，漏感低，偶合 好。开启式磁芯，良好的散热条件。由于其具有诸多的优势，有利于大批量生产，所以得到广泛的应用。但研制开发初期投入较大，不适合小规模生。
开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，在下文中，非特别说明，均指隔离电源。隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管 多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。
正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。
反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。
反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要 使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。
变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。
关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值)，在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩 短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占 空比的意义了，甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。由于漏感大，可能使输出纹波，及其他一些电磁指标变差。当占空比小时，开关管通过电流有效值高，变压器初级电流有效值大，降低变换器效率，但可改善输出电容的工作条件，降低发热。
如何确定变压器反射电压(即占空比)
有网友提到开关电源的反馈环路的参数设置，工作状态分析。由于在上学时高数学的比较差，《自动控制原理》差一点就补考了，对于这一门现在还感觉恐惧，到现在也不能完整写出闭环系统传递函数，对于系统零点、极点的概念感觉很模糊，看波德图也只是大概看出是发散还是收敛，所以对于反馈补偿不敢胡言乱语，但有有 一些建议。如果有一些数学功底，再有一些学习时间可以再把大学的课本《自动控制原理》找出来仔细的消化一下，并结合实际的开关电源电路，按工作状态进行分析。一定会有所收获，论坛有一个帖子《拜师求学反馈环路设计、调式》其中CMG回答得很好，我觉得可以参考。
接着谈关于反激电源的占空比(本人关注反射电压，与占空比一致)，占空比还与选择开关管的耐压有关，有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管，如600V或650V作为交流220V输入电源的开关管，也许与当时生产工艺有关，高耐压管子，不易制造，或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性，像这种线路反射电压不能太高，否则为使开关管工作在安全范围内，吸收电路损耗的功率也是相当可观的。 实践证明600V管子反射电压不要大于100V，650V管子反射电压不要大于120V，把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量。现在 由于MOS管制造工艺水平的提高，一般反激电源都采用700V或750V甚至800-900V的开关管。像这种电路，抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些，最大反射电压在150V比较合适，能够获得较好的综 合性能。PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位。但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右。这两种类型各有优缺点：
第一类：缺点抗过压能力弱，占空比小，变压器初级脉冲电流大。优点：变压器漏感小，电磁辐射低，纹波指标高，开关管损耗小，转换效率不一定比第二类低。
第二类：缺点开关管损耗大一些，变压器漏感大一些，纹波差一些。优点：抗过压能力强一些，占空比大，变压器损耗低一些，效率高一些。
反激电源反射电压还有一个确定因素
反激电源的反射电压还与一个参数有关，那就是输出电压，输出电压越低则变压器匝数比越大，变压器漏感越大，开关管承受电压越高，有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大，有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路)。在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理，其 处理方法有几个：
1、 采用大一个功率等级的磁芯降低漏感，这样可提高低压反激电源的转换效率，降低损耗，减小输出纹波，提高多路输出电源的交差调整率，一般常见于家电用开关电源，如光碟机、DVB机顶盒等。
2、如果条件不允许加大磁芯，只能降低反射电压，减小占空比。降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低，这两者是一个矛盾，必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点，在变压器替代实验过程中，可以检测变压器原边的反峰电压，尽量 降低反峰电压脉冲的宽度，和幅度，可增加变换器的工作安全裕度。一般反射电压在110V时比较合适。
3、增强耦合，降低损耗，采用新的技术，和绕线工艺，变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施，如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带。这些将影响变压器漏感性能，现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法。或者次级用三重绝缘线绕制，取消 初次级间的绝缘物，可以增强耦合，甚至可采用宽铜皮绕制。
文中低压输出指小于或等于5V的输出，像这一类小功率电源，本人的经验是，功率输出大于20W输出可采用正激式，可获得最佳性价比，当然这也不是决对的， 与个人的习惯，应用的环境有关系。
反激电源变压器磁芯在工作在单向磁化状态，所以磁路需要开气隙，类似于脉动直流电感器。部分磁路通过空气缝隙耦合。为什么开气隙的原理本人理解为：由于功率铁氧体也具有近似于矩形的工作特性曲线(磁滞回线)，在工作特性曲线上Y轴表示磁感应强度(B)，现在的生产工艺一般饱和点在400mT以上，一般此值 在设计中取值应该在200-300mT比较合适、X轴表示磁场强度(H)此值与磁化电流强度成比例关系。磁路开气隙相当于把磁体磁滞回线向X轴向倾斜，在同样的磁感应强度下，可承受更大的磁化电流，则相当于磁心储存更多的能量，此能量在开关管截止时通过变压器次级泻放到负载电路，反激电源磁芯开气隙有两个作用。其一是传递更多能量，其二防止磁芯进入饱和状态。
反激电源的变压器工作在单向磁化状态，不仅要通过磁耦合传递能量，还担负电压变换输入输出隔离的多重作用。所以气隙的处理需要非常小心，气隙太大可使漏感变大，磁滞损耗增加，铁损、铜损增大，影响电源的整机性能。气隙太小有可能使变压器磁芯饱和，导致电源损坏。
所谓反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态，在满载状态变压器工作于能量完全传递，或不完全传递的工作模式。一般要根据工作环境进行设计，常规反激电源应该工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作应力，但是这也有一些例外。 需要在这里特别指出：由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源，而高压电源变压器一般工作在断续模式，本人理解为由于高压电源输出需要采用高耐压的整流二极管。由于制造工艺特点，高反压二极管，反向恢复时间长，速度低，在电流连续状态，二极管是在有正向偏压时恢复，反向恢复时的能量损耗非常大，不利于 变换器性能的提高，轻则降低转换效率，整流管严重发热，重则甚至烧毁整流管。由于在断续模式下，二极管是在零偏压情况下反向偏置，损耗可以降到一个比较低的水平。所以高压电源工作在断续模式，并且工作频率不能太高。 还有一类反激式电源工作在临界状态，一般这类电源工作在调频模式，或调频调宽双模式，一些低成本的自激电源(RCC)常采用这种形式，为保证输出稳定，变 压器工作频率随着，输出电流或输入电压而改变，接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间，这种电源只适合于小功率输出，否则电磁兼容特性的处理会很让人头痛。
反激开关电源变压器应工作在连续模式，那就要求比较大的绕组电感量，当然连续也是有一定程度的，过分追求绝对连续是不现实的，有可能需要很大的磁芯，非常多的线圈匝数，同时伴随着大的漏感和分布电容，可能得不偿失。那么如何确定这个参数呢，通过多次实践，及分析同行的设计，本人认为，在标称电压输入时，输出达到50%~60%变压器从断续，过渡到连续状态比较合适。或者在最高输入电压状态时，满载输出时，变压器能够过渡到连续状态就可以了。
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一、纹波与噪声
1. 纹波
开关电源的输出并不是真正恒定的，输出存在着周期性的抖动，这些抖动看上去就和水纹一样，称为纹波。纹波可以是电压或电流纹波。
通常用2个参数来描述纹波：
1）最大纹波电压：纹波的峰峰值。
2）纹波系数：交流分量的有效值与直流分量之比。
2. 纹波产生的原因
开关电源的纹波来自2个地方：
1）低频纹波：来自AC输入的周期，电源对输入的抑制比不是完美的，当输入变化，输出也会变化。
2）高频纹波：来自开关切换的周期，开关电源不是线性连续输出能量，而是将能量组成一个个包来传输，因此会存在和开关周期相对应的纹波。
如果是线性电源，是没有开关纹波的，只有低频纹波。
3. 纹波的影响
最大纹波会决定输出的峰值，本来输出是稳定的某个电压或电流，由于纹波的影响，使得输出的峰值比平均值高，这可能会损坏负载。
比如，对LED来说，过高的电流会减少LED的寿命。
过大的纹波系数会使得输出的能量不均衡平滑，从而偏离了直流输出这个要求。
比如，对LED来说，过大的纹波系数会使得LED亮度变化，造成闪烁。
如果开关电源用来驱动电池，LED灯这种负载，低频纹波的影响更大，如果是驱动IC这种高速型负载，高频纹波的影响更大。
4. 纹波与噪声
纹波是由于AC周期或开关周期引起的输出抖动，而噪声是随机耦合到输出上的高频信号，是不一样的。
二、调整率
1. 调整率
电源在使用时，有两个明显变化的外部条件：输入和负载。好的电源应该在输入和负载发生变化时，依然能维持恒压或恒流。
将输入或负载变化时，输出偏离额定输出的程度称为调整率，比如输入在最大最小值之间变化，测量输出的偏差比率，为一个百分比，比如5%，就称为调整率为±5% 。
注意区分调整率和纹波，纹波是输出的动态特征，而调整率是让电源工作在极限外部条件下，输出的极限偏差。
2. 调整率类型
1）输入调整率
其他条件不变，调节输入时，输出的偏差，对于AC电源来说，是以AC线的有效电压作为变化区间，比如以180~264作为上下限来变化。
有时还会调节AC的频率，来看输出是否有偏差，比如从47~63Hz区间。
2）负载调整率
其他条件不变，调节负载时，输出的偏差。
3）综合调整率
同时调节输入和负载，找出最差的偏差。
三、恒流
1. LED恒流驱动
为什么照明用LED都是电流驱动？
LED是二极管，而二极管的PN结的正向导通阻抗是负温度系数，随着温度的升高，二极管正向导通阻抗降低。
如果用恒压源驱动LED，随着LED工作，温度开始升高，温度升高后，正向导通阻抗降低，由于I=U/R，电流升高，且由于功率P=U*I，功率也增加，LED发热更厉害，进一步刺激温度升高，陷于恶性循环，直到LED损坏。
恒压源驱动时，温度和电路是一对正反馈。
所以照明LED都是恒流驱动，如果是非照明，LED几乎没有温升，此时可以用恒压驱动。
2. 恒流精度
恒流精度和其他电影的恒压效果一样，体现在几个方面。
1）当负载发生变化时，电源输出的电流的恒定程度。
在实际应用时，多个不同的LED串不可能阻抗特性完全相同，将这些不同的负载接到电源上后，电流的误差就定义为恒流精度。
不光是多负载，同一个LED，温度不同时，阻抗特性也不同，不同温度下电流也是有误差的，但这和前面的条件本质还是一样，都是负载变化。
因此在测试恒流精度时，需要使用电子负载，让负载在合理的范围内变化，测量电压的电流误差。
2）当电源内部元件参数变化时，电源输出的电流的恒定程度。
这并不是标准的恒流精度的定义，但目前很多电源都是有这个要求，其中一个重要的指标是储能元件，比如电感，或变压器，感值存在误差时，电源输出电流的恒定度。
考虑到成本因素，储能元件在加工时偏差是很大的，所以，电源应当设计成对储 能元件的感值不敏感。
3. 锂电池恒流驱动
便携式设备所用的锂电池，在不同电量的情况下，电压是不同的，以手机所用的锂电池为例，电池在满能量时约4.2V，低能量时约2.5V。
如果使用恒压源对电池充电，当电池电量较低时，充电电流会极大，相当于电压源接到电容上，会损坏电池。
损坏的原因是大电流带来的大发热。
为了限制大电流，目前的充电器都是使用恒流-恒压充电，当电池电压低时，使用恒流输出。
四、冲击与浪涌
1. 冲击电流
如果负载为一个容性负载，将一个电压源直接加到负载上时，会产生一个非常大的电流，这个电流就称为冲击电流。
过大的冲击电流会使得交流线上的保护电路识别为短路，会导致空气开关跳闸，熔断保险丝等问题。
对于AC电源来说，将电源接到AC线上的一瞬间，AC电源本身就是一个容性负载，假如此时电源的负载处在满负荷状态，且AC线正处在峰值电压处，会产生最大的冲击电流。
2. 浪涌（电压）
闪电，雷击等会在电网上制造时间非常短的高电压脉冲或者高能量脉冲。
这种过压通常是由专门的保护器进行保护，比如浪涌放电器。
大功率设备断开或接入电网时，会使得电网电压上升或跌落。为了保护电源，有时会使用一个压敏电阻接在输入端。
压敏电阻的组织和其上的电压有关，当电压变高时，阻值降低。
为什么压敏电阻不能包含雷击等产生的脉冲，因为这种浪涌有可能是同时出现在L线和N线上的。
五、效率与待机功耗
1. 效率和待机功耗
这两个概念很简单，但有一点需要理清，就是电源在工作时：
虽然待机功耗就是电源本身的全部损耗，但是在电源带负载时，电源本身的功耗要大于待机功耗。
电源本身的功耗主要来自于电感/变压器的损耗，开关管的损耗，二极管的损耗，这些损耗都和切换频率有关，而目前的开关电源，在输出功率很低时，都会将频率降低以节能，所以电源本身的功耗在带负载工作时和待机时是完全不同的。
但是效率是随着负载消耗增加而升高的，这个很好理解，待机时效率为0，而带负载时，电源本身功耗的增加跟不上负载消耗的增加。
六、ESR
1. 电容ESR
开关电源都需要在输出加一个电容，将切换电路投递过来的断续能量平滑成稳定的线性输出，这个电容的重要性不言而喻。
一个非理想因素就是所有的电容都有等效串联电阻(ESR)，这个电阻会导致一系列问题。
电容稳压的原理就是当VO电压上升时，吸入电流，将能量存储于电容，当VO电压下降时，吐出电流，释放能量。这个过程中，电流始终流过ESR。
2. ESR导致的纹波
ESR是输出高频电压纹波的罪魁祸首，当电容储能和释能时，电流方向相反，因此输出在VO=VC+VESR，和VO=VC+VESR之间切换，ESR越大，纹波电压越大。
3. 电解电容ESR的危害
为了降低成本，通常输出电容会使用偏移的电解电容，但是电解电容的ESR是较高的。
ESR大小：电解电容 > 钽电容 > 陶瓷电容。
对于电解电容来说，高纹波电压倒在其次，要命的是ESR会导致电容发热，电流越大，发热越厉害，发热越厉害，电解电容的电解液蒸发得越快，随着电解液的蒸发，ESR加大，发热更高，陷入恶性循环。
电解电容本身就寿命不高，是电源系统中寿命最短的器件，由于ESR导致的发热，会加快电解电容报废，所以开关电源随着时间的推移，纹波电压会越来越大。
4. 解决ESR的问题
解决方法是降低ESR阻值或降低流过ESR的电流，降低流过ESR的电流比较麻烦，比较简单的方法是降低ESR阻值。
可以采用低ESR的电解电容替代普通电容，或者用多个电容并联来替代单个电容。
多个电容并联的方法缺点是占用大量的空间，在小体积电源中应用受限，所以有时会用陶瓷和电解电容并联的方法，甚至用一种多层陶瓷电容替代多个陶瓷电容。
七、动态
1. 动态响应
通常动态响应特指电源的输入，负载阶跃变化所导致的输出被扰动后恢复正常的过程。
AC电源的输入为不间断交流，一般不关心输入的阶跃变化，动态响应通常仅限于描述负载在一定范围内变化时的响应。
通常定义空载为0%，满载为100%，然后用负载在某2个百分比之间的切换来定义负载变化。
常用的负载变化有0-100,10-90,20-80,25-75，取决于应用，对于充电器这类 需要热插拔的应用，最大的变化在0-100。
2. 动态响应的指标
动态响应一般有2个指标，一个叫过冲幅度，另一个叫稳定时间。
过冲幅度定义为输出偏离稳定值的幅度，有上冲和下冲。
稳定时间是负载开始变化到输出达到能接受的范围内的实际。
3. 动态响应和阶跃响应
阶跃响应，指的是输入阶跃，输出跟着阶跃，也就是说输出要尽快的变到目标值，而动态响应指的是负载阶跃，输出要尽快的稳定下来。这两者在形式上不同，但本质是相同的。
以恒压输出为例，当负载突变时，为了维持电压恒定，需要调整电流，电流调整的过程，通过负载就会表现出电压的波动，所以，负载的动态响应，其本质就是负载-输出电流这个传递函数的阶跃响应。
4. 动态响应的系统框图
将Load视为输入，IOUT和VOUT视为输出。
将Load视为输入后，REF就是固定值，整个系统的传递函数变为Load-IOUT的传递函数。
对于负载非阻性的应用，比如电池等，也将其模拟为电阻。
将一般性电源系统适用于动态响应的系统框图重画如下：
来源：电源Fan
1、输出计算
因开关电源工作效率高，一般可达到80%以上，故在其输出电流的选择上，应准确测量或计算用电设备的最大吸收电流，以使被选用的开关电源具有高的性能价格比，通常输出计算公式为：
Is=KIf
式中：Is—开关电源的额定输出电流；
If—用电设备的最大吸收电流；
K—裕量系数，一般取1.5～1.8；
2、接地
开关电源比线性电源会产生更多的干扰，对共模干扰敏感的用电设备，应采取接地和屏蔽措施，按ICE1000、EN61000、FCC等EMC限制，开关电源均采取EMC电磁兼容措施，因此开关电源一般应带有EMC电磁兼容滤波器。如利德华福技术的HA系列开关电源，将其FG端子接大地或接用户机壳，方能满足上述电磁兼容的要求。
3、保护电路
开关电源在设计中必须具有过流、过热、短路等保护功能，故在设计时应首选保护功能齐备的开关电源模块，并且其保护电路的技术参数应与用电设备的工作特性相匹配，以避免损坏用电设备或开关电源。
4、接线方法
L：接220v交流火线；
N：接220v交流零线；
FG：接大地；
G：直流输出的地；
+5v：输出+5V点的端口；
ADJ：是在一定范围内调输出电压的，开关电源上输出的额定电压本来出厂时是固定的，也就是标称额定输出电压，设置此电位器可以让用户根据实际使用情况在一个较小的范围内调节输出电压，一般情况下是不需要调整它的。
5、开关电源使用注意事项
1、开关电源的输入电压可以是220V或是110V，根据电路设计合理选择输入电压档位。否则会造成开关电源的损害。
2、注意分辨开关电源输出电压接线柱的地线端和零线端。并确保开关电源接地可靠。
3、开关电源的金属外壳电源外壳一般与地（FG）连接，要可靠接地，以确保安全，不可误将外壳接在零线上；
4、在安装开关电源完毕通电试行之前，请再次检查和校对各接线端子上的连接，确信输入和输出，交流和直流，单相和多相，正极和负极，电压值和电流值等正确无疑，方可通电运行；
5、对于大功率的开关电源，一般均有两个或两个以上的“+”输出端子“-”输出端子，实际上他们同属一个输出电极，只是为了使用户接线方便，而将多个端子分别在内部并接在一起；
6、为了达到充分散热的，一般开关电源宜安装在空气对流条件较好的位置、或安装在机箱壳体上通过壳体将热传达室外出去；
7、开关电源出厂以前加阻性负载进行测试，若需用在容性或感性为负载时，应事先在订货合同中加以说明；
8、对于双路的开关电源输出对称用负载，优先用对称输出电源；
9、对开关电源FG为接地的用户，手摸外壳或输出有麻电感觉属正常现象，浮地时FG对大地有110V左右交流电输出，这是电源内部结构决定的。
10、开关电源在出厂前100%加满负在老化，一般将电源使用率控制在80%以内或更低，可大大提高电源的使用寿命，一般情况电源温度每提高10℃电容寿命减少一半；
11、开关电源的纹波和噪音是叠加在直流输出电压上的交流成份，一般用毫伏峰值表示；
12、对于所有的开关电源，当负载出现突变时，会有一定的响应时间，在这个突变期间，电源输出电压在瞬时会有一个短暂的超调过程，然后再回到正常输出状态，这就是动态响应；
13、开关电源一旦出现故障，应以最快方式通知本厂，本厂将免费负责维修或者进行技术指导，私自拆开电源者除外。
转自：电源Fan
高手的开关电源设计心得
demi 在 提交
41. 一个冷知识，如何测量PCB的铜箔厚度？
方法：在PCB板上找一条光滑且长的线条，测量其长度L，再测宽度W，再用DC源加1A电流在其两端测得压降U
依据电阻率公式得出以下公式：
例：取一段PCB铜箔，长度L为40mm，宽度为10mm，其通过1A电流两端压降为0.005V，求该段铜箔厚度为多少um？
42. 一款36W适配器的EMI整改案例，输出12V/3A，多图对比，整改花费时间3周。
变压器绕法一：Np1→VCC→Ns1→Ns2→铜屏蔽0.9Ts→Np2
PCB关键布局：Y电容地→大电容地，变压器地→Vcc电容→大电容地
注：变压器所有出线没有交叉
图一所示可以看到，130-200M处情况并不乐观；
130-200M主要原因在于PCB布局问题和二次侧的肖特基回路，改其它地方作用不大，肖特基套磁珠可以完全压下来，图忘记保存了。
为了节约成本，公司并不让我这样做，因为套磁珠影响了成本，当即NG掉此PCB布局，采用图一a方式PCB关键布局走线。
变压器绕法不变：Np1→VCC→Ns1→Ns2→铜屏蔽0.9Ts→Np2
PCB关键布局：Y电容地→变压器地→大电容地
注：变压器内部的初级出线及次级出线有交叉
图一a可以看出，改变PCB布局后130M-200M已经完全被衰减，但是30-130M没有图一效果好，可能变压器出线无交叉好一些。仔细观察，此IC具有抖频功能，传导部分频段削掉了一些尖峰；
图一b可以看到，输入电压在230Vac测试时，65M和83M位置有点顶线（红色线）
原边吸收电容由471P加大到102P，65M位置压下来一点，后面还是有点高，如图一b-1所示；
变压器屏蔽改成线屏蔽（0.2*1*30Ts）,后面完全衰减，如图一b-2；
115Vac输入测试，后面150M又超了，发克！高压好了低压又不行，恼火啊！看来这招不行；
变压器屏蔽还是换成铜箔屏蔽（圈数由0.9Ts改成1.3Ts），效果不错，如图一b-4所示。
115Vac输入测试，测试通过。
结论：
一：变压器出线需做到不交叉；
二：Y电容回路走线越短越好先经过变压器地再回到大电容地，不与其它信号线交叉；
43. 一款48W（36V/1.33A）整改EMI案例，仅仅是调整了肖特基吸收就把30-40M压下来。
调整肖特基吸收后：
44. 安规距离一览表。
45. 刚入门使用CAD、PADS上容易遇到的问题。
a..PADS画好的PCB导出为DXF文件，CAD打开后是由双线组成的空心线段，如图：
刚开始不会时，是用L命令一根一根的描，狂汗 。。
使用多次后，解决方法是使用X命令就可以变成单根线
b..CAD图档线框转PADS做PCB外框图方法：
step1．在CAD里面刪掉沒有的线，只剩下板框，其它线也可以不删。
step2．在键盘上敲PE，回车，鼠标点中其中一边，再敲Y，回车，再敲J，回车，拖动鼠标把整个板框选中，回车，按Esc键退出此模式。
step3．比例调整，SC 按空格，选取整个板框，按空格，任意地方单击鼠标一下, 比例: 39.37 ，按空格。
46. 在画PCB定义变压器脚位时，要考虑到变压器的进线和出线是否会交叉，因为各绕组之间的绕线在边界处存在有45-90度的交叉，需在交叉出线处加一个套管到pin脚。
47. PCB的热点区域一定要远离输入、输出端子，防止噪声源串到线上导致EMI变差，在不得已而为之时，可增加地线或其它屏蔽方式进行隔离，如下图增加了一条地线进行有效隔离。
需注意这条地线的安全距离。
48. 驱动电阻尽量靠近MOS、电流采样的电阻尽量靠近芯片，避免产生其它看不到的后果。
PCB布局铁律
49. 分享一个辐射整改案例，一个长条形散热片有2个脚，2只脚都接地，辐射硬是整不过，后来把其中一只脚悬空，辐射频段变好。后面分析原因是2只脚接地会产生磁场回路。
这个整改花了很多钱
50. 配有风扇的电源，PCB布局要考虑风路。
一定要让风跑出去
51. 棒型电感两条腿之间，切记，切记，切记，禁止走弱信号走线，否则发生的意外你都找不到原因。
切记，以前在这上面吃了大亏
52. 变压器磁芯形状选用小结
a..EE，EI，EF，EEL类，常用来制作中小功率的变压器，成本低，工艺简单
b..EFD，EPC类，常用来制作对高度有限制的产品，适合做中小功率类
c..EER，ERL，ETD类，常用来制作大中型功率的变压器，特别适合用来制作多路输出的大功率主变压器，且变压器漏感较小，比较容易符合安规
d..PQ，EQ，LP类，该磁芯的中间柱较一般的磁芯要大，产品漏感较小，适合做小体积大功率的变压器，输出组数不能过多
e..RM，POT类，常用来制作通讯类或中小功率高频变压器，本身的磁屏蔽很好，容易满足EMC特性
f..EDR类，一般常用于LED驱动，产品厚度要求薄，变压器制做工艺复杂
53. 某些元器件或导线之间可能有较高电位差，应加大它们之间的距离，以免放电引出意外短路。
如反激一次侧的高压MOS的D、S之间距离，依据公式500V对应0.85mm，DS电压在700V以下是0.9mm，考虑到污染和潮湿，一般取1.2mm
54.如果TO220封装的MOS的D脚串了磁珠，需要考虑T脚增加安全距离。
之前碰到过炸机现象，增加安全距离后解决了，因为磁珠容易沾上残留物
55. 发一个验证VCC的土方法，把产品放低温环境（冰箱）几分钟，测试VCC波形电压有没有触发到芯片欠压保护点。
小公司设备没那么全，有兴趣的可以做个对比，看看VCC差异有多大
关于VCC圈数的设计需要考虑很多因素
56. 在变压器底部PCB加通风孔，有利于散热，小板也一样，要考虑风路。
在安规认证，变压器温度超了2度左右时，可以用这个方法
57. 跳线旁边有高压元件时，应要保持安全距离，特别是容易活动或歪斜的元件。
保证产品量产时的稳定性
58. 输出大电解底部不得已要走跳线时，跳线应是低压或是地线，为防止过波峰焊烫伤电容，一般加套管。
设计的时候尽量避免电容底部走跳线，因为增加成本和隐患
59. 高频开关管平贴PCB时，PCB另一面不要放芯片等敏感器件。
理由：开关管工作时容易干扰到背部的芯片，造成系统不稳定，其它高频器件同理
60. 输出的DC线在PCB设计时，要设计成长短一至，焊盘孔间隔要小。
理由：SR的尾部留长是一样长的，当两个焊盘孔间隔太远时，会造成不方便生产焊接
61. MOS管、变压器远离AC端，改善EMI传导。
理由：高频信号会通过AC端耦合出去，从而噪声源被EMI设备检测到引起EMI问题
62. 驱动电阻应靠近MOS管。
理由：增加抗干扰能力，提升系统稳定性
63. 一个恒压恒流带转灯的PCB设计走线方法和一个失败案例。
PCB设计走线方法请看图：
(a) 地线的Layout原则
如(1)(2)(3)绿线所示，R11的地和R14的地连接到芯片的地，再连接到EC4电解电容的地。注意不可连到变压器的地，因为变压器次级A->D3->EC4->次级B形成功率环，如果ME4312芯片的地接到次级B线到EC4电容之间，受到较强的di/dt干扰会导致系统的不稳定等因素。
失败案例：
造成的问题：转灯时红灯绿灯一起亮，并且红灯绿交替闪烁。
整改措施：
通过断开PCB铜箔使用一根导线连到输出电容地，隔开ME4312B芯片地，如下图：
通过以上处理，灯闪问题已经解决，测试结果如下：
CV15V 1.043A
CV14V 1.043A
CV13V 1.043A
CV12V 1.043A
CV11V 1.043A
CV10V 1.043A
CV9V 1.043A
CV8.5V 1.043A
CV8V VCC欠压保护
0-94mA转绿灯 96mA以上转红灯
转灯比例 94/1043=9%，转灯比例可以控制在3-12%
64.一个最近贴片电容涨价的应对小技巧，贴片电容都预留一个插件位置，或104都改为224P，这样相对便宜很多。
来源：电源研发精英圈
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