为什么稳定的开关模式电源仍会产生振荡？非常稳定的开关模式电源(SMPS)仍可能由于其在输出端的负电阻而产生振荡。在输入端，可以将SMPS看作一个小信号负电阻。其与输入电感和输入端电容一起可形成一个无阻尼振荡电路。

开关模式调节器的功能是，以最有效的方式将输入电压转换为经调整的恒定输出电压。这个过程会有些损耗，且效率的衡量公式如下：

我们假设调节器可使VOUT保持恒定，且负载电流IOUT可以看作是一个恒定值，不会随VIN而变化。图1显示了IIN随VIN而变化的图。

图1.输入电流随输入电压的变化。

如图2所示，我们在工作点12 V处画了一条切线。切线的斜率将等于随工作点电压而变化的小信号电流变化。

图2.在12 V处添加了一条切线。

切线的斜率可视为转换器的输入电阻RIN或输入阻抗RIN = ZIN (f = 0)。频率f > 0时输入阻抗会发生什么，该点我们将在本文后续部分进行讨论。现在，我们假设在ZIN (f) = ZIN (f = 0)频率范围内该阻抗为常数。可以观察到有一点十分有趣：由于斜率为负，这个小信号输入电阻也为负。如果输入电压增加，电流就会减少，反之亦然。

首先，我们可以看看图3中的电路，在该电路中，SMPS与其馈电中的输入电容和输入电感一起形成了一个由负电阻衰减的高Q值LC电路。如果负电阻在电路中占主导，则其会变成在接近谐振频率时产生无阻尼振荡的振荡器。在实践中，大信号振荡中的非线性度会对振荡频率及其波形产生影响。

该电路中的电感可以是输入滤波器的电感，也可以是线缆的电感。为使电路稳定，您需要使用正电阻来支配负电阻，以使电路衰减。而这样会出现问题，因为您不希望电感的串联电阻过高，否则就会增加散热，并降低效率。您也不希望电容的串联电阻过高，否则电压纹波将增加。

图3.SMPS的小信号模型及其输入网络。

分析问题

设计电源系统时，可能会遇到以下问题：

• 我的设计中是否存在此类问题？

• 我如何分析该问题？

• 如果存在问题，如何解决？

如果我们假设在输入电路中只有一个有源元件作为负电阻，那么我们可以通过直接观察SMPS的输入来分析阻抗。

如果在频率范围内阻抗的实部大于0，则电路稳定，前提是假设SMPS控制回路本身稳定。我们可以通过解析或仿真来进行分析。即使输入电路有许多元件，也可以轻松进行仿真，而解析设计则更为困难。我们将从使用LTspice的仿真开始。

首先，通过公式推导计算负电阻的一阶近似值。

如果转换器的输入功率为30 W，则当电压为12 V时，可通过计算得到电阻为–122/30 Ω = –4.8 Ω。输入滤波器由LC滤波器组成。假设输入由低电阻电源馈入，则可以简化等效电路，并将其归结为图4所示的示例原理图，其中理想情况下电源为0 Ω。

图4.SMPS及其输入网络示例。

如果我们在仿真中增加了一个电流源，则可以按V(IN)/I(I1)计算输入端的小信号电阻。在LTspice中可轻松对该过程进行仿真。

图5.在网络中添加电流源激励(I1)。

图6.在注入点的电阻仿真结果。

从阻抗图中可以看出，谐振峰值约为23 kHz。在LC电路的谐振频率附近，阻抗的相位在90°至270°范围内，这意味着阻抗的实部为负。我们也可以在笛卡尔坐标中绘制阻抗图，并直接查看其实部。此外值得注意的是，由于高Q，实部在谐振频率下变得非常大(–3 Ω)。

图7.笛卡尔坐标中与图6所示相同的阻抗。

图8显示的是一个时域仿真，在1 ms时注入干扰瞬态电压，结果表明干扰瞬态电压会导致不稳定性。

图8.在1 ms时注入瞬态电压的仿真。

如之前所述，显然我们不希望在设计中为无功部件增加串联电阻。在不会对设计产生不利影响（除尺寸）的情况下，我们可以做的一件事情就是增加一个阻尼电容，且该电容的电容量与适用于在相关频率下控制阻抗的串联电阻相同或更大。为获得合理的阻尼效果，电容尺寸应至少比已存在输入电容大一个小因数。串联电阻应显著低于SMPS的负电阻，但在相关频率下应等于或大于所增加电容的电抗。如果增加了一个非陶瓷bulk电容，同时假设元件变化存在裕量，则其寄生ESR本身可能就足够了。

如何选择阻尼电容及其串联电阻

在LTspice中反复试错，或如果电路比较简单，则使用以下分析方法检索值。

首先，计算输入电容和输入电感的谐振频率，如果与输入滤波器相比，电感另一端的电源可视为低电阻，则输入电容和输入电感可视为并联在SMPS输入与AC接地之间。

在谐振频率下，电容和电感的电抗绝对值相等。

谐振频率下的总并联阻抗定义为以下复杂公式：

由于XL = –XC，且RL和RC通常远小于电抗，因此可以近似计算并简化该公式。

最后，输入 X = √L/C 和 X = – √L/C的值。

此为谐振频率下输入滤波器的等效并联电阻。如果该电阻低于SMPS负电阻的绝对值，则正电阻处于主导，且输入滤波器网络将保持稳定。如果高于绝对值，或存在一点裕量，则必须增加阻尼。可以通过之前所述的额外电容与用于实现最佳阻尼的串联电阻来增加阻尼。参见图9中的R1和C2。

图9.在输入端添加了阻尼网络R1和C2。

额外电容的值必须等于或大于滤波器电容。在输入滤波器的谐振频率下，电容的电抗必须显著低于SMPS负电阻的绝对值，如果满足第一个条件，则通常为这种情况。

选择额外电容的尺寸是一个折中的方法。我们的一个设计目标是接近输入滤波器的临界阻尼。可以通过计算达到临界阻尼的并联电阻来实现这一目标，当并联电阻为电抗值的一半(Q = 1/2)时就会出现临界阻尼。这意味着输入滤波器的并联电阻应等于谐振频率下输入滤波器C和L的电抗的一半，而该输入滤波器与SMPS负电阻并联，SMPS负电阻则与所述（负）阻尼电阻RDAMP并联。

如果L/C × 1/(RL + RC)的值和|RIN|的值远大于 √L/C的值，则公式可简化为：

相对于阻尼电阻，应选择合理尺寸的阻尼电容。建议选择XDAMP = 1/3 × RDAMP，这意味着，如果上述L/C × 1/(RL + RC)和|RIN|远大于√L/C的假设仍有效，则CDAMP = 6 × C。

输入将不会达到但会接近临界阻尼。如果可以容许更多的振铃，且设计裕度稳定，则可以使用较小的C。在本例中，

我们按照图10所示使用0.68 Ω和68 μF。图11和图12显示了干扰的时域响应和AC阻抗。

图10.使用建议元件值的阻尼网络。

图11.时域瞬态响应。

图12.阻抗与频率的关系。

负电阻的频率特性

我们可以假设电源单元(PSU)将在控制回路的回路带宽范围外停止发挥负电阻的作用，但这通常是错误的假设。如果PSU处于电流模式下，则为保持调节器所需的电流峰值，针对正输入电压变化的即时响应为占空比变化。这意味着，当电压增加时，输入电流将暂时减小，反之亦然。

因此，在开关频率范围内可保持负电阻。如果PSU采用电压模式控制，则通常会有一个从输入电压到占空比的前馈功能，该功能将使转换器立即响应输入电压变化，从而使输出电压保持恒定不变。这也是由于在开关频率范围内可保持负电阻造成的。问题在于，减少控制回路带宽通常无法解决这个问题。此外，如果调节下游转换器，仍可将未经调节的总线转换器看作负电阻。

结论

由于输入网络匹配较差造成的电源振荡可能会被误认为是控制回路不稳定。但如果知晓这是输入网络和负电阻相关的振荡，则可以在LTspice中轻松分析和优化该特性。LTspice是一款免费的高性能SPICE仿真器软件，包括原理图捕获图形界面。可探测原理图以产生仿真结果，通过LTspice内置波形查看器轻松探索。与其他SPICE解决方案相比，LTspice的增强功能和模型可改善模拟电路仿真。

作者：ADI产品应用高级工程师Jingjing Sun，ADI产品应用经理Ling Jiang，ADI产品应用高级总监Henry Zhang

问题：

能否优化开关电源的效率？

答案：

当然可以，最小化热回路PCB ESR和ESL是优化效率的重要方法。

简介

对于功率转换器，寄生参数最小的热回路PCB布局能够改善能效比，降低电压振铃，并减少电磁干扰(EMI)。ADI将在本文讨论如何通过最小化PCB的等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)来优化热回路布局设计。文中研究并比较了影响因素，包括解耦电容位置、功率FET尺寸和位置以及过孔布置。通过实验验证了分析结果，并总结了最小化PCB ESR和ESL的有效方法。

热回路和PCB布局寄生参数

开关模式功率转换器的热回路是指由高频(HF)电容和相邻功率FET形成的临界高频交流电流回路。它是功率级PCB布局的最关键部分，因为它包含高dv/dt和di/dt噪声成分。设计不佳的热回路布局会产生较大的PCB寄生参数，包括ESL、ESR和等效并联电容(EPC)，这些参数对功率转换器的效率、开关性能和EMI性能有重大影响。

图1.带热回路ESR和ESL的降压转换器

图1显示了同步降压DC-DC转换器原理图。热回路由MOSFET M1和M2以及解耦电容C_IN形成。M1和M2的开关动作会产生高频di/dt和dv/dt噪声。C_IN提供了一个低阻抗路径来旁路高频噪声成分。然而，器件封装内和热回路PCB走线上存在寄生阻抗（ESR、ESL）。高di/dt噪声通过ESL会引起高频振铃，进而导致EMI。ESL中存储的能量在ESR上耗散，导致额外的功率损耗。因此，应尽量减小热回路PCB的ESR和ESL，以减少高频振铃并提高效率。

准确提取热回路的ESR和ESL，有助于预测开关性能并改进热回路设计。器件的封装和PCB走线均会影响回路的总寄生参数。本文主要关注PCB布局设计。有一些工具可帮助用户提取PCB寄生参数，例如Ansys Q3D、FastHenry/FastCap、StarRC等。Ansys Q3D之类的商用工具可提供准确的仿真，但通常价格昂贵。FastHenry/FastCap是一款基于部分元件等效电路(PEEC)数值建模的免费工具¹ ，可以通过编程提供灵活的仿真来探索不同的版图设计，但需要额外的编程。FastHenry/FastCap寄生参数提取的有效性和准确性已经过验证，并与Ansys Q3D进行了比较，结果一致^2,3 。在本文中，FastHenry用作提取PCB ESR和ESL的经济高效的工具。

热回路PCB的ESR和ESL与解耦电容位置的关系

本部分基于ADI的LTM4638 µModule^®稳压器演示板DC2665A-B来研究C_IN位置的影响。LTM4638是一款集成式20V_IN、15A降压型转换器模块，采用小型6.25mm × 6.25mm × 5.02mm BGA封装。它具有高功率密度、快速瞬态响应和高效率特性。模块内部集成了一个小的高频陶瓷C_IN，不过受限于模块封装尺寸，这还不够。图2至图4展示了演示板上的三种不同热回路，这些热回路使用了额外的外部C_IN。第一种是垂直热回路1（图2），其中C_IN1放置在μModule稳压器下方的底层。µModule V_IN和GND BGA引脚通过过孔直接连接到C_IN1。这些连接提供了演示板上的最短热回路路径。第二种热回路是垂直热回路2（图3），其中C_IN2仍放置在底层，但移至μModule稳压器的侧面区域。其结果是，与垂直热回路1相比，该热回路添加了额外的PCB走线，预计ESL和ESR更大。第三种热回路选项是水平热回路（图4），其中C_IN3放置在靠近μModule稳压器的顶层。µModule V_IN和GND引脚通过顶层铜连接到C_IN3，而不经过过孔。然而，顶层的V_IN铜宽度受其他引脚排列的限制，导致回路阻抗高于垂直热回路1。表1比较了FastHenry提取的热回路 PCB ESR和ESL。正如预期的那样，垂直热回路1的PCB ESR和ESL最低。

图2.垂直热回路1：(a)俯视图和(b)侧视图

图3.垂直热回路2：(a)俯视图和(b)侧视图

图4.水平热回路：(a)俯视图和(b)侧视图

表1.使用FastHenry提取的不同热回路的PCB ESR和ESL

为了通过实验验证不同热回路的ESR和ESL，ADI测试了12V转1V CCM运行时演示板的效率和V_IN交流纹波。理论上，ESR越低，则效率越高，而ESL越小，则V_SW振铃频率越高，V_IN纹波幅度越低。图5a显示了实测效率。垂直热回路1的效率最高，因为其ESR最低。水平热回路和垂直热回路1之间的损耗差异也是基于提取的ESR计算的，这与图5b所示的测试结果一致。图5c中的V_IN HF纹波波形是在C_IN上测试的。水平热回路具有更高的V_IN纹波幅度和更低的振铃频率，因此验证了其回路ESL高于垂直热回路1。另外，由于回路ESR更高，因此水平热回路的V_IN纹波衰减速度快于垂直热回路1。此外，较低的V_IN纹波降低了EMI，因而可以使用较小的EMI滤波器。

图5.演示板测试结果：(a)效率，(b)水平回路与垂直回路1之间的损耗差异，(c) 15 A输出时M1导通期间的V_IN纹波

热回路PCB ESR和ESL与MOSFET尺寸和位置的关系

对于分立式设计，功率FET的布置和封装尺寸对热回路ESR和ESL也有重大影响。本部分ADI对使用功率FET M1和M2以及解耦电容CIN的典型半桥热回路进行了建模和研究。图6比较了常见功率FET封装尺寸和放置位置。表2显示了每种情况下提取的ESR和ESL。

图6.热回路PCB模型：

(a) 5mm × 6mm MOSFET，直线布置；

(b) 5mm × 6mm MOSFET，以90°形状布置；

(c) 5mm × 6mm MOSFET，以180°形状布置；

(d) 两个并联的3.3mm × 3.3mm MOSFET，以90°形状布置；

(e) 两个并联的3.3mm × 3.3mm MOSFET，以90°形状布置，带有接地层；

(f) 对称的3.3mm × 3.3mm MOSFET，位于顶层和底层，以90°形状布置。

表2.对于不同器件形状和位置，使用FastHenry提取的热回路PCB ESR和ESL

情况(a)至(c)展示了三种常见功率FET布置，其中采用5mm × 6mm MOSFET。热回路的物理长度决定了寄生阻抗。与情况(a)相比，情况(b)中的90°形状布置和情况(c)中的180°形状布置的回路路径更短，导致ESR降低60%，ESL降低80%。由于90°形状布置显示出了优势，可基于情况(b)研究更多情况，以进一步降低回路ESR和ESL。情况(d)将一个5mm × 6mm MOSFET替换为两个并联的3.3mm × 3.3mm MOSFET。由于MOSFET尺寸更小，回路长度进一步缩短，导致回路阻抗降低7%。情况(e)将一个接地层放置在热回路层下方，与情况(d)相比，热回路ESR和ESL进一步降低2%。原因是接地层上产生了涡流，其感应出相反的磁场，相当于降低了回路阻抗。情况(f)构建了另一个热回路层作为底层。如果将两个并联MOSFET对称布置在顶层和底层，并通过过孔连接，则由于并联阻抗，热回路PCB ESR和ESL的降低更加明显。因此，在顶层和底层上以对称90°形状或180°形状布置较小尺寸的器件，可以获得最低的PCB ESR和ESL。

为了通过实验验证MOSFET布置的影响，可以使用ADI的高效率4开关同步降压-升压控制器演示板LT8390/DC2825A和LT8392/DC2626A⁴。如图7a和图7b所示，DC2825A采用直线MOSFET布置，DC2626A采用90°形状的MOSFET布置。为了进行公平比较，两个演示板配置了相同的MOSFET和解耦电容，并在36V转12V/10A、300kHz降压操作下进行了测试。图7c显示了M1导通时刻测得的V_IN交流纹波。采用90°形状的MOSFET布置时，V_IN纹波的幅度更低，谐振频率更高，这就验证了热回路路径较短导致PCB ESL更小。相反，直线MOSFET布置的热回路更长，ESL更高，导致V_IN纹波幅度要高得多，并且谐振频率更低。根据Cho和Szokusha研究的EMI测试结果，较高的输入电压纹波还会导致EMI辐射更严重⁴。

图7.(a) LT8390/DC2825A热回路，MOSFET以直线布置；

(b) LT8392/DC2626A热回路，MOSFET以90°形状布置；

(c) M1导通时的V_IN纹波波形。

热回路PCB的ESR和ESL与过孔布置的关系

热回路中的过孔布局对回路ESR和ESL也有重要影响。图8对使用两层PCB结构和直线布置功率FET的热回路进行了建模。FET放置在顶层，第二层是接地层。C_IN GND焊盘和M2源极焊盘之间的寄生阻抗Z2是热回路的一部分，作为示例进行研究。Z2是从FastHenry提取的。表3总结并比较了不同过孔布置的仿真ESR₂和ESL₂。

图8.热回路PCB模型，(a) 5个GND过孔靠近C_IN和M2布置；

(b) 14个GND过孔布置在C_IN和M2之间；

(c) 基于(b)，GND上再布置6个过孔；

(d) 基于(c)，GND区域上再布置9个过孔。

通常，添加更多过孔会降低PCB寄生阻抗。然而，ESR₂和ESL₂的降低程度与过孔数量并不是线性比例关系。靠近引脚焊盘的过孔，所导致的PCB ESR和ESL的降低最明显。因此，对于热回路布局设计，必须将几个关键过孔布置在靠近C_IN和MOSFET焊盘的位置，以使高频回路阻抗最小。

表3.使用不同过孔布置时提取的热回路PCB ESR₂和ESL₂

结论

减小热回路的寄生参数有助于提高电源效率，降低电压振铃，并减少EMI。为了尽量减小PCB寄生参数，ADI研究并比较了使用不同解耦电容位置、MOSFET尺寸和位置以及过孔布置的热回路布局设计。更短的热回路路径、更小尺寸的MOSFET、对称的90°形状和180°形状MOSFET布置、靠近关键元器件的过孔，均有助于实现最低的热回路PCB ESR和ESL。

参考资料

¹Mattan Kamon、Michael Tsuk和Jacob White。 “FASTHENRY: A Multipole-Accelerated 3-D Inductance Extraction Program.” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，第42卷，1994年。

²Andreas Musing、Jonas Ekman和Johann W. Kolar。 “Efficient Calculation of Non-Orthogonal Partial Elements for the PEEC Method.” IEEE Transactions on Magnetics，第45卷，2009年。

³Ren Ren、Zhou Dong和Fei Fred Wang。 “Bridging Gaps in Paper Design Considering Impacts of Switching Speed and Power-Loop Layout.” IEEE，2020年。

⁴Yonghwan Cho和Keith Szolusha。“低辐射的4开关降压-升压型控制器布局——单热回路与双热回路”。模拟对话，第55卷，2021年7月。

⁵Henry J. Zhang。“非隔离开关电源的PCB布局考量”。ADI公司，2012年。

⁶Christian Kueck。“电源布局和EMI”。ADI公司，2012年。

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问：开关电源板布局的黄金法则

优化电路板布局是开关电源设计中的一个关键。良好的布局可确保开关稳压器的稳定运行，并将辐射干扰和传导电磁干扰（EMI）降至最低。虽然这是电子开发人员所熟知的常识，但很多人还是不知道开关模式电源板的布局优化应该是什么样子。

大多数电子系统都需要在供能电压和需要供电的电路电压之间进行某种转换。当电池失去电荷时，电压会下降。某些DC-DC转换可确保电池中更多储存的能源用于为电路供电。此外，如果我们使用110 V交流线路，则无法直接为微控制器等半导体供电。由于每个电子系统几乎都使用电压转换器（也称为电源），因此多年来，它们针对不同的用途进行了优化。当然，优化目标通常是解决方案尺寸、转换效率、EMI和成本。

简单的电源：LDO

其中一种简单的电源形式是低压差(LDO)稳压器。LDO是与开关稳压器相对的线性稳压器。线性稳压器在输入电压和输出电压之间放置一个可调电阻，这意味着不管输入电压如何变化，哪个负载电流正在通过设备，输出电压都是固定的。图1显示了该简单电压转换器的基本原理。

多年来，典型电源转换器都是由一个50 Hz或60 Hz的变压器组成，连接到电网，以一定的绕线比产生不稳定的输出电压，比系统中需要的电源电压高几伏。然后使用线性稳压器将此电压转换为电子产品所需的稳定调节的电压。图2显示了此概念的方框图。

图2中基本设置的问题在于50 Hz/60 Hz变压器体积相对较大且价格昂贵。此外，线性稳压器还散发大量的热量，因此系统总效率低，并且由于系统功率高，很难消除产生的热量。

开关模式电源助一臂之力

为了避免图2所示的电源的缺点，发明了开关模式电源。它们不依赖于50 Hz或60 Hz交流电压，而是采用直流电压，有时采用整流交流电压，产生更高频率的交流电压以使用更小的变压器，或在非隔离系统中，使用LC滤波器整流电压，以产生直流输出电压。优点是解决方案尺寸小，成本相对较低。产生的交流电压不需要是正弦电压波形。简单的PWM信号波形就能很好地工作，并且可使用PWM发生器和开关轻松生成。

直到2000年，双极性晶体管都是常用的开关。它们性能不错，但是开关转换速度相对较低。功效也不高，开关频率限制为50 kHz或100 kHz。如今，我们使用开关MOSFET代替双极性晶体管，开关转换速度要快得多。反过来，开关损耗也更低，开关频率高达5 MHz。这样高的开关频率支持功率级使用非常小的电感和电容。

开关稳压器带来了很多优势。它们通常提供高功效电压转换，允许升压和降压，并提供相对紧凑且低成本的设计。缺点是设计和优化过程复杂，开关转换和开关频率还会产生EMI。开关模式电源稳压器以及 LTpowerCAD® 和 LTspice® 等电源设计工具的面市极大地简化了这个困难的设计过程。利用这些工具，开关模式电源的电路设计过程可实现半自动化。

电源中的隔离

在设计电源时，要回答的第一个问题是是否需要电气隔离。使用电气隔离有多个原因。它可以提高电路的安全性，允许浮动系统操作，防止嘈杂的接地电流在一个电路中通过不同的电子设备传播。常见的两种隔离拓扑是反激转换器和正激转换器。但是，对于较高的功率，使用推挽、半桥和全桥等其他隔离拓扑。

如果不需要电气隔离，则大多数情况下使用非隔离拓扑。隔离拓扑总是需要变压器，而这种设备往往昂贵而笨重，并且满足定制电源所需的确切需求的现成设备通常很难得到。

不需要隔离时的大多数常见拓扑

常见的非隔离开关模式电源拓扑是降压转换器。也称为降压型转换器。它接受正输入电压，并生成低于该输入电压的输出电压。它是三个基本开关模式电源拓扑中的一个，只需要两个开关、一个电感和两个电容。图3显示了此拓扑的基本原理。高端开关从输入端发出脉冲电流，生成一个开关模式电压，在输入电压和地电压之间交替。LC滤波器在开关节点上获取该脉冲电压，生成一个直流输出电压。根据控制高端开关的PWM信号的占空比，生成不同电平的直流输出电压。这种DC-DC降压转换器具有很高的功效，相对容易构建，并且需要的组件很少。

降压转换器在输入端发出脉冲电流，而输出端有来自电感的连续电流。这就是为什么降压转换器在输入端噪声很大，而在输出端噪声不那么大的原因。需要设计低噪声系统时，了解这一点很重要。

除了降压拓扑，第二个基本拓扑是升压拓扑。升压拓扑使用与降压拓扑相同的五个基本功率元件，但经过了重新排列，将电感放在输入端，高端开关放在输出端。升压拓扑用于将一个输入电压升高到高于该输入电压的输出电压。

选择升压转换器时，务必注意，升压转换器在数据手册中始终指定最大额定开关电流，而非最大输出电流。在降压转换器中，最大开关电流直接与最大可实现输出电流相关，与输入电压和输出电压之间的电压比无关。在升压稳压器中，电压比直接影响基于固定最大开关电流的可能最大输出电流。选择合适的升压稳压器IC时，不仅要知道所需的输出电流，而且要知道开发中设计的输入和输出电压。

升压转换器在输入端的噪声很低，因为与输入连接一致的电感可防止电流快速变化。但是，在输出端，这种拓扑的噪声就很大。我们只看到脉冲电流流过外部开关，因此相比降压拓扑，更关注输出纹波。

第三个基本拓扑是反相降压-升压转换器，仅由五个基本元件组成。该转换器获取正输入电压，并将其转换为负输出电压，名称由此而来。除此之外，输入电压还可能高于或低于反相输出电压的绝对值。例如，–12 V输出电压可能从输入端的5 V或24 V中产生。不进行任何特殊电路修改也可能会发生这种情况。图5显示了反相降压-升压转换器的电路概念。

在反相降压-升压拓扑中，电感从开关节点接地。转换器的输入端和输出端都有脉冲电流，因此这种拓扑的输入端和输出端的噪声均较大。在低噪声应用中，这种特性通过添加额外的输入和输出滤波来补偿。

反相降压-升压拓扑的一个有利方面是任何降压开关稳压器IC都可用于这种转换器。只要将降压电路的输出电压连接到系统接地即可。降压IC电路接地将成为经过调整的负电压。这一特性使得市场上的开关稳压器IC的选择范围很大。

专门的拓扑

除了前面讨论的三种基本非隔离开关模式电源拓扑外，还有很多拓扑可用。但是，它们都需要额外的电源组件。这通常会增加成本，并降低电源转换效率。虽然存在某些例外情况，但在电源路径中添加额外的组件通常会增加损耗。一些常用拓扑包括SEPIC、Zeta、Ćuk和4开关降压-升压。它们都有三种基本拓扑所不具备的功能。下面是每种拓扑的重要功能列表：

• SEPIC：SEPIC可从高于或低于输出电压的正输入电压产生正输出电压。升压稳压器IC可用于设计SEPIC电源。此拓扑的缺点是需要第二个电感或一个耦合电感以及一个SEPIC电容。

• Zeta：这Zeta转换器类似于SEPIC，但能够产生正或负输出电压。而且，它没有右半平面零点(RHPZ)，由此简化了调节环路。降压转换器IC可用于此类拓扑。

• Ćuk：Ćuk转换器可将正输入电压转换为负输出电压。它使用两个电感，一个在输入端，一个在输出端，因此输入和输出端的噪声都很低。缺点是没有很多开关模式电源转换IC支持这种拓扑，因为调节环路需要负电压反馈引脚。

• 4开关降压-升压：这种转换器类型近年来变得非常流行。它从正输入电压提供正输出电压。输入电压可能高于或低于经过调节的输出电压。这种转换器的功率转换效率更高，并且只需要一个电感，因此取代了很多SEPIC设计。

常用隔离拓扑

除了非隔离拓扑外，一些应用需要电气隔离电源转换器。原因可能是出于安全考虑，在不同电路相互连接的大型系统中需要有浮动接地，或者在噪声敏感应用中需要防止接地电流环路。常见的隔离转换器拓扑是反激转换器和正激转换器。

反激转换器通常用于高达60 W的功率电平。电路的工作方式是，在导通时间内，电能存储在变压器中。在断开时，该电能释放到转换器的副边，为输出供电。这种转换器容易构建，但需要相对较大的变压器来存储正常操作所需的所有电能。这一方面使得该拓扑仅限于较低的功率电平。图6的顶部显示了反激转换器，底部显示了正激转换器。

除了反激转换器，正激转换器也很流行。它使用变压器的方式与反激转换器不同。在导通时间内，虽然有电流流过一次绕组，但也有电流流过二次绕组。电能不应存储在变压器线圈中。在每个开关周期后，我们都必须确保线圈的所有磁化释放到零，使得变压器在若干开关周期后不会饱和。利用几项不同的技术就可以从线圈中释放电能。一种常用方式是使用带有小型额外开关和电容的有源钳位。

图7显示了使用 ADP1074 的有源钳位正激设计的LTspice仿真环境原理图。在正激转换器中，输出路径中有一个反激转换器中所没有的额外电感，如图6所示。尽管这个额外的组件具有相关的空间和成本影响，但与反激转换器相比，它有助于产生较低噪声的输出电压。此外，在与反激转换器相同的功率电平下，正激转换器所需的变压器尺寸可能要小得多。

先进隔离拓扑

除反激和正激拓扑外，还有很多基于不同变压器的电气隔离转换器概念。以下列表对常用转换器进行了一些基本解释：

推挽：推挽拓扑类似于正激转换器拓扑。但是，该拓扑需要两个有源低边开关，而不是一个低边开关。还需要一个带中心抽头的初级变压器。与正激转换器相比，推挽转换器的优点是运行时的噪声通常更低，而且需要的变压器更小。变压器的BH曲线的滞回在两个象限而非一个象限中使用。

半桥/全桥：这两种拓扑通常用于更高功率的设计，从几百瓦开始一直到几千瓦。除了低端开关，它们还需要高端开关，但可通过相对较小的变压器实现很高的电能传输。

ZVS：讨论高功率隔离转换器时，通常会提到这个术语。它代表零电压开关。此类转换器的另一个术语是LLC（电感-电感-电容）转换器。这些架构的目的是实现高效率转换。它们会产生谐振电路，并在开关上的电压或电流接近零时开关电源开关。这样，开关损耗便降至最低。但是，此类设计很难实现，开关频率也不固定，有时会产生EMI问题。

开关电容变换器

除了线性稳压器和开关模式电源，还有第三组电源转换器：开关电容转换器。也称为电荷泵。它们使用开关和电容倍增或逆变电压。一大优点是不需要任何电感。此类转换器通常用于低于5 W的低功率电平。但是，最近取得的重大进展允许功率更大的开关电容转换器。图8显示了采用120 W设计、效率达98.5%的 LTC7820 ，将48 V转换为24 V。

数字电源

本文中讨论的所有电源都可作为模拟或数字电源来实现。到底什么是数字电源？电源必须始终通过开关、电感、变压器和电容的模拟功率级。数字方面由两个数字构建模块引入。第一个是数字接口，通过该接口，电子系统可以与电源通信。可以即时设置不同的参数，以针对不同的工作条件优化电源。此外，电源还可与主处理器通信，并引发警告或故障标志。例如，系统可以轻松监控负载电流、超过预设阈值或电池温度过高的情况。

第二个数字构建模块使用数字环路代替模拟调节环路。这样做的效果很好，但对于大多数应用，最好采用对一些参数有一定数字影响的标准模拟反馈环路，例如即时调节误差放大器的增益或动态设置环路补偿参数，以实现稳定但快速的反馈环路。具有纯数字控制环路的设备的一个示例是ADI公司的 ADP1046A 。通过数字影响优化并具有模拟控制环路的数字接口降压稳压器的一个示例是 LTC3883。

EMI考量

电磁干扰(EMI)一直是设计开关模式电源时需要注意的问题。原因是开关模式电源会在很短的时间内开关高电流。开关速度越快，系统总效率就越好。更快的开关转换速度可减少部分接通开关的时间。在这个部分接通时间内，会产生大部分开关损耗。图9所示为开关模式电源在开关节点处的波形。以降压稳压器为例。高电压由通过高端开关的电流定义，而低电压通过没有电流流过高端开关来定义。

在图9中可以看到，开关模式电源产生的噪声不仅来自于调节后的开关频率，还来自于比频率高得多的开关转换速度。虽然开关频率通常在500 kHz至3 MHz之间运行，但开关转换时间可能有几纳秒长。在1 ns开关转换时间，频谱中对应的频率将为1 GHz。至少这两个频率将被视为电磁辐射骚扰和传导辐射。调节环路的振荡或电源和滤波器之间的相互作用也可能带来其它频率。

降低EMI有两个原因。第一个原因是保护特定电源供电的电子系统的功能。例如，系统信号路径中使用的16位ADC不应拾取来自电源的开关噪声。第二个原因是满足世界各国政府为同时保护不同电子系统的可靠功能而制定的某些EMI法规。

EMI有两种形式，辐射EMI和传导EMI。降低辐射EMI的有效方式是优化PCB布局，并采用诸如ADI公司Silent Switcher®这样的技术。当然，把电路放在一个屏蔽的金属盒中也有效。但是，这可能不实用，而且在大多数情况下成本很高。

滤波

RC滤波器是基本低通滤波器。但是，在电源设计中，每个滤波器都是一个LC滤波器。通常，只要串联添加一些电感就够了，因为它将与开关模式电源的输入或输出电容一起形成一个LC或CLC滤波器。有时只使用电容作为滤波器，但是考虑到电源线或走线上的寄生电感，我们结合电容形成一个LC滤波器。电感L可能是一个带有线圈的电感或是一个铁氧体磁珠。LC滤波器的目的实际上是一种低通效应，使直流电源可以通过，并在很大程度上衰减较高的频率干扰。LC滤波器有一个双极点，因此可实现40 dB/十倍频程的高频率衰减。该滤波器可实现相对急剧的频降。设计滤波器并非易事；但是，由于电路的寄生组件（如走线电感）会产生效应，因此对滤波器建模也需要对主要寄生效应进行建模。这使得模拟滤波器相当耗时。很多有滤波器设计经验的设计人员知道哪些滤波器好用，可能会迭代地优化某个滤波器以获得新的设计。

在设计所有滤波器时，不仅需要考虑小信号行为，如波特图中滤波器的转换函数，而且需要注意大信号效应。在任何LC滤波器中，电源都会通过电感。如果输出端不再需要该电源，由于突然负载瞬态，存储在电感中的电能需要释放到某个地方。它会对滤波器的电容充电。如果滤波器不是针对这种最坏的情况而设计的，存储的电能就可能会导致电压过冲，可能损坏电路。

最后，滤波器具有一定的阻抗。该阻抗与附加在滤波器上的电源转换器的阻抗相互作用。这种相互作用可能导致不稳定和振荡。ADI公司的LTspice和LTpowerCAD等仿真工具对于回答所有这些问题和设计出色滤波器很有帮助。图10所示为LTpowerCAD设计环境中滤波器设计人员的图形用户界面。使用该工具设计滤波器非常简单。

Silent Switchers

电磁辐射骚扰很难阻挡。需要采用某种金属材料制成的特殊屏蔽。这样做的成本很高。很长时间以来，工程师一直在寻找减少开关模式电源产生的电磁辐射骚扰的方式。几年前，Silent Switcher技术取得了重大突破。通过减少开关模式电源的热回路中的寄生电感，并将热回路分为两个回路，以高度对称的方式设置，电磁辐射骚扰大多相互抵消。今天的许多Silent Switcher设备所提供的电磁辐射骚扰比传统产品低得多。减少电磁辐射骚扰可提高开关转换速度，而不会产生严重的EMI。提高开关转换速度可减少开关损耗，由此提高开关频率。这种创新的一个示例是 LTC3310S，其开关频率为5 MHz，使用低成本的外部组件实现非常紧凑的设计。

电源管理是必需的，但也会带来乐趣

在本教程中，我们讨论了电源设计的许多方面，包括不同的电源拓扑及其优缺点。这些信息对于电源工程师来说非常基础，但是对于专家和非专业人士而言，在设计过程中使用LTpowerCAD和LTspice等软件工具很有帮助。借助这些工具，可在很短的时间内设计和优化电源转换器。希望本教程有助于您迎接下一次电源设计挑战。

电源适用的安规标准

接触电流要求

安全距离的位置及要求

标准间安全距离要求比较

结构设计安规一般要求

• 线材要求：初级侧线材若组装接触到次级元件，则需用双重绝缘线或加绝缘套管；

• 线材要求：INLET上输入线焊点一般要求用钩焊来焊接才是可靠的；PCB上焊点需要点胶固定或者有倒钩；

• 线材要求：若线材的一端松脱后会造成初级次级元件接触，则应将线材用扎带固定；

• 间距要求：初级元件与变压器磁芯/PE地（保持基本绝缘），初级元件与次级元件（保持加强绝缘），次级元件与变压器磁芯（保持基本绝缘）；

• 小功率的开关电源变压器：一般次级采用三重绝缘线后磁芯当成一次侧元件，磁芯与次级元件和变压器次级pin间都应保持加强绝缘；

• 线性变压器：通常次级与变压器磁芯未保持基本绝缘，此时磁芯一般作为次级元件，初级与磁芯因保持加强绝缘；

• 变压器骨架（bobbin):一般要求厚度超过0.4mm(IEC60950&60065),1.0mm(IEC61558&60335-2-29)

结构设计安规标准要求

• 塑胶外壳的热应力消除测试：正常状态下外壳最高温度+10℃.但不得低于70℃---IEC60950/60065

• 塑胶外壳的球压测试：正常状态下外壳最高温度+40℃.但不得低于70℃ ---IEC61558

• 支撑初级带电部件的绝缘材料球压测试：至少125℃ ---IEC61558/60950

• 防火外壳要求：V-1级或通过V-1级燃烧测试---IEC60950

• 灼热丝试验：650 ℃---IEC61558

• 钢球撞击试验（桌上型产品）

• 跌落测试（便携/直插式产品）

耐压测试（IEC60950/61558/60065/60601

• 初级对次级：3000Vac/3750Vac/4242Vdc/4000Vac

• 初级对可接触部分：3000Vac/3750Vac/4242Vdc/4000Vac

• 初级对PE地：1500Vac/1250Vac/2121Vdc/1500Vac

• 初级对变压器磁芯：1500Vac/1250Vac/2121Vdc/1500Vac

• 次级对变压器磁芯：1500Vac/1250Vac/2121Vdc/1500Vac

• 测试时间：1分钟

湿度测试

• 将整个样品放入恒温恒湿箱内

• 保持48小时，28-30℃，90-95%湿度（对一般产品）

• 保持120小时，38-42 ℃，90-95%湿度（对热带地区使用的产品，如巴西，沙特，新加坡等）

• 存储时间完成后因立即进行耐压测试和绝缘阻抗测试

安规管控要求说明

• 安规管控的零件：输入座，保险丝，PCB，X-cap,Y-cap,储能电解电容规格，开关管，整流桥，散热片，风扇，塑胶外壳，绝缘套管，绝缘胶带，压敏电阻，热敏电阻，变压器和电感等磁性元件；

• 安规管控的零件认证时需提供相应地区的认证证书.若做中国CCC,需提供CQC或CCC证书；做CE/TUV/GS,需提供有欧洲认证的VDE等证书；做UL，则提供UL证书；

• 安规管控的零件在产品取得安规认证后，若没有经安规报备，不允许变更其规格和厂商。

• CQC现在也管控变压器和电感的使用材料，CCC认证时也要求提供未含浸变压器样品评估结构。

• 安规认证时需提供资料：BOM，PCB layout图（丝印层和铜箔层），变压器规格书，电感规格书，风扇规格书，外壳图，散热片图，电路原理图，绝缘材料示意图，标贴，产品规格书，认证申请表，样品（未含浸的变压器样品，空白PCB,测试样品）。