开关电源

1、开关电源的检修技巧

开关电源各输出端始终无电压输出的最常见原因:交流220v整流滤波电路中的保险电阻开路;开关管基极到100uf/400v大滤波电容正极之间的电阻开路。

开关电源只在开机瞬间有小电压输出的常见原因:行输出管击穿,开关电源中开关变压器一左的2.2uf~100uf电解电容失效漏电。

开关电源输出电压低的最常见原因:行输出变压器局部短路`脉宽调制电路中的三极管和二极管击穿`漏电`光耦合器件中的三极管漏电等。

造成光栅与图象S扭曲和有两条垂直方向移动黑带的原因:100UF?400V大滤波电容失效和容量下降。

造成光栅局部有彩斑的和图象局部彩色不对的原因:是开关电源交流220V输入电路中的消兹电阻开路。

2、开关电源无输出的检修技巧

1、开关电源始终无电压输出的原因

开关电源始终无电压输出是指开关电源各输出端,在按电源开关开机后始终为0V,这种情况是由于开关电源未产生震荡所致。进一步证实的方法是测开关电源100UF/400V电容关机后的电压,若300V之后慢慢下降,则说明开关电源未产生振荡。

开关电源未产生振荡的原因有:
(1)开关管集电极未得到足够的工作电压
(2)开关管基极未得到启动电压和相关电路漏电
(3)开关管正反馈元件失效

2、判断故障的方法和步骤

检修这类故障的首要任务是判断鼓障在上述三个部位中的哪个部位,具体方法是测开关管集电极,基极电压,可能有以下几种情况:

(1)开关管集电极电压为0V和低于市电1.4倍,开关管没有正常的工作电压,如果有1.4倍的电压,说明开关管集电极具备了正常的工作电压,说明AC220V及整流滤波电路工作正常。

(2)开关管的基极电压为0V(包括开机瞬间)这种情况说明启动电路对开关管基极未提供启动(导通)电压,或基极与发射极之间相关元件击穿,应对启动电路和开关管发射极及相关元件进行检查,若电压为0.6~0.7(包括开几瞬间),说明启动电路和开关管发射极元件正常,若在0.7V以上说明启动电路正常,但开关管发射结或其元件断路或阻值变大。

(3)开关管具备导通条件:开关管基极电压为0.6~0.7V,集电极电压大于250V,说明开关管具备了工作条件,故障在正反馈电路,包括正反馈电阻,电容,续流二极管及开关变压器正反馈绕组及其之间的连接应制板。

3、开关电源瞬间有电压出检修技巧

1、瞬间电压输出故障原因

这种故障在按下启动开关的瞬间,开关电源某个或各个输出端电压有一个小的电压输出,然后降为0V,这种情况说明开关电源在加电的初始产生了振荡,但后由于过压,过流保护引起停振,或开关机接口电路加电初始为开机状态,但随CPU清零的结束而转入待机状态,引发这种情况的原因有:

(1)开关电源因故输出电压比标准值高10V而引起过压保护
(2)负载过流引起保护动作
(3)保护电路自身的误动作
(4)遥控系统因故执行待机指令

2、判断故障方法与步骤

(1)假负载法
(2)测量保护元件是否击穿
(3)断开法
(4)降压法

3、各功能电路的检测方法

通过上述方法判断故障在开关电源的哪个部分后,对各个部分的检查方法如下:

(1)对脉宽调制电路和正反馈电路的检查。对正反馈电路中的电解电容直接更换
目前开关电源的正反馈电路中的振荡电容有两种,一是0。016UF 0。039UF胆电容,其故障率很低,检修这种电容可以排除,另一种是10UF左右的电解电容,故障率使用数年后有可能,检修时直接更换此电容,

(2)更换脉宽调制电路工作电压形成中的电解电容
在手中无交流调压器的情况下,对于过压保护故障,为了安全起见可先更换脉宽调制电路工作电压形成电路中的易损件,即滤波电容(几微法到100UF不等的电解电容),看开关电源是否恢复正常。

4、开关电源输出电压低检修技巧

1、开关电源输出电压低的原因

(1)220V交流电压输入电路和整流滤波电路对开关管提供的工作电压不够,超出脉宽调制电路的控制范围。
(2)负载电路存在过流引起开关电源负载加重而导致输出电压下降。
(3)开/关机接口电路处于待机状态,令开关电源工作于低频振荡状态其输出电压为待机状态下的度数。此类故障仅应于无预备电源,CPU预备状态下的工作电压由开关电源提供的机型。
(4)开/关机接口电路末端因故工作于开机或待机之间的状态,从而导致开关电源工作于待机与开机状态之间的工作频率,造成开关电源输出电压高于待机值,低于开机值。
(5)保护电路端因故障工作于导通状态,使电源进入弱振窄脉冲供电,引起开关电源输出电压下降。
(6)整流输出电路中的二极管和滤波电容,限流电阻损坏引起输出电压变低。
(7)脉宽调制电路有问题,不能对开关电源输出电压的变化做出正切的响应,对电源开关管基极电压调整方向大小不对,从而造成开关电源输出电压低。
(8)正反馈电路中的正反馈电阻变大,放电二极管性能变差,正反馈量不足,导致振荡周期变长。振荡频率下降,从而引起开关电源输出电压低。
(9)它激式开关电源因未得到行逆成而工作低于低频状态,造成输出电压低。

2、判断故障方法与步骤

(1)测行输出管集电极电压判断故障
(2)测开关电源各个输出端电压判断故障。
(3)输出电压下降比列大,有的 输出电压下降比列小。

5、开关电源输出电压高的检修技巧

影响开关电源输出电压高的原因

(1)对局有倍压整流的机型,在市电正常的情况下错误工作于倍压整流状态(只使用于部分新型遥控彩色电视机)。
(2)脉宽调制电路问题。
(3)振荡电容容量下降。
(4)主负载(行扫描电路)未工作造成开关电源负载变轻引起输出电压升高。

转自:电子电路

围观 5

对于单极性开关变压器,由于磁芯工作于磁滞回线的半区,所以磁芯损耗约为双极性开关变压器的一半。变压器总损耗为总铜耗与磁芯损耗之和。

MOSFET开关管工作的最大占空比Dmax:


式中:Vor为副边折射到原边的反射电压,当输入为AC 220V时反射电压为135V;VminDC为整流后的最低直流电压;VDS为MOSFET功率管导通时D与S极间电压,一般取10V。

变压器原边绕组电流峰值IPK为:


式中:η为变压器的转换效率;Po为输出额定功率,单位为W。

变压器原边电感量LP:


式中:Ts为开关管的周期(s);LP单位为H。

变压器的气隙lg:


式中:Ae为磁芯的有效截面积(cm2);△B为磁芯工作磁感应强度变化值(T);Lp单位取H,IPK单位取A,lg单位为mm。

变压器磁芯

反激式变换器功率通常较小,一般选用铁氧体磁芯作为变压器磁芯,其功率容量AP为


式中:AQ为磁芯窗口面积,单位为cm2;Ae为磁芯的有效截面积,单位为cm2;Po是变压器的标称输出功率,单位为W;fs为开关管的开关频率;Bm为磁芯最大磁感应强度,单位为T;δ为线圈导线的电流密度,通常取200~300A/cm2,η是变压器的转换效率;Km为窗口填充系数,一般为0.2~0.4;KC为磁芯的填充系数,对于铁氧体为1.0。

根据求得的AP值选择余量稍大的磁芯,一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯,这样磁芯的窗口有效使用系数较高,同时可以减少漏感。

变压器原边匝数NP:


式中:△B为磁芯工作磁感应强度变化值(T),Ae单位为cm2,Ts单位为s。

变压器副边匝数Ns:


式中:VD为变压器二次侧整流二极管导通的正向压降。

功率开关管的选择

开关管的最小电压应力UDS


一般选择DS间击穿电压应比式(9)计算值稍大的MOSFET功率管。

绕组电阻值R:


式中:MUT为平均每匝导线长度(cm);N为导线匝数;

为20℃时导线每cm的电阻值(μΩ)。

绕组铜耗PCU为:


原、副边绕组电阻值可通过求绕组电阻值R的公式求出,当求原边绕组铜耗时,电流用原边峰值电流IPK来计算;求副边绕组铜耗时,电流用输出电流Io来计算。

磁芯损耗

磁芯损耗取决于工作频率、工作磁感应强度、电路工作状态和所选用的磁芯材料的性能。对于双极性开关变压器,磁芯损耗PC:


式中:Pb为在工作频率、工作磁感应强度下单位质量的磁芯损耗(W/kg); Gc为磁芯质量(Kg)。
对于单极性开关变压器,由于磁芯工作于磁滞回线的半区,所以磁芯损耗约为双极性开关变压器的一半。变压器总损耗为总铜耗与磁芯损耗之和。

来源:21ic电子网

围观 14

本文主要介绍安规电容。

安规电容是指失效后,不会导致电击,不危及人身安全的电容器,通常只用于抗干扰电路中的滤波作用。交流输入线一般由三个端子,火线L(Live),零线N(Neutral),地线PE/G(ProtectingEarthing/Ground)。X电容与Y电容的定义,并不是因为材质的不一样(一般都是金属薄膜电容),而是按接入方式:X电容接在L-N线间,形似“X”;Y电容接在L-PE或者N-PE间,形似“Y”。

X电容

X电容跨接在L-N线间,一般用于滤波器中抑制差模干扰用。因为用途的原因,X电容有以下几个特点:

额定电压应当与输入电网电压相当(规格上标识的耐压AC250V或AC275V字样),保证不会被加在两端的电压击穿。

X电容一般容量会比Y电容大些,典型容值是零点几μF~1μF。

对于不同要求的设备,X电容的脉冲耐压规格有所不同,X电容一般分为X1/X2/X3三种等级,即X1电容使用最多:

X电容一般使用金属聚脂薄膜类电容。这种类型的电容,体积较大,但其内阻相应较小,纹波电流大,容易在瞬间充放电。普通电容动态内阻较高,纹波电流较小,耐压也难达到规格。

根据实际需要,X电容的容值允许比Y电容的容值大,但此时必须在X电容的两端并联一个安全电阻,用于防止电源线拔插时,由于该电容的充放电过程而致电源线插头长时间带电。安全标准规定,当正在工作之中的机器电源线被拔掉时,在两秒钟内,电源线插头两端带电的电压(或对地电位)必须小于原来额定工作电压的30%。


Y电容

Y电容通常被用于电源进线或桥式整流输出(初级地)对次级地、机架、屏蔽或大地之间,也有用于电源进线整流输出正对次级输出正之间,用于抑制共模干扰电压。Y电容漏电或机壳带电会直接导致操作人员电击,介于其使用场合,Y电容有以下几个特点:

容值不能过大,一般不超过4700pF(GJB151规定Y电容的容量应不大于0.1uF),以抑制漏电流的大小。

耐压高,保证在使用场合有充足的安全余量,避免出现击穿短路现象。

同样,Y电容也分等级,同样按照耐压值分为Y1/Y2/Y4(在最新版标准“IEC 60384-14:2013”中取消了Y3类电容器),并对额定电压范围做了新的规定。

额定电压应当接入两端压差相当(规格上标识的耐压AC300V字样),保证不会被加在两端的电压击穿。

出于安全方面考虑,230VAC开关电源中,单个Y1电容使用范围为1000~4700pF,一般使用1000pF或者2200pF(两只Y2串联达到同等级耐压要求时容量翻倍),保证漏电流尽可能小。





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围观 11

本文跟大家聊聊直流电源入口的防反接电路。

下面这个电路相信大家都不陌生,但很多人都是直接搬过来用,本文就给大家介绍介绍该电路的原理。


直流电源防反接的方式很多,最简单的有串连一个二极管的,也有采用整流桥的,还有采用继电器的。






采用MOS管的这个电路是直流电源入口处防反接的常见的用法。一般有如下两种形式:



针对串接在正极上的情况分析如下:

当电源反接时MOS管截止,保护了负载。当电源正接时由于MOS管饱和导通压降比较小,几乎不损失电压,比在电源端加保险管再在负载并联一个二极管的方案好一些。

当电源正接时,由于MOS管中的寄生二极管的存在,从而使得MOS管的Vgs电压为输入电压减去寄生二极管压降电压0.7V,这个电压是大于MOS开关导通的阈值电压的,从而使MOS管导通,导通后相当于寄生二极管被MOS管导通短路,从而可以通过更大的电流。

当电源电压接反时,MOS不导通,MOS管是截止的。从而保护后级电路的安全。MOS管GS之间的R和D(稳压二极管)是为了确保电源接入正确时,更好的保证MOS管导通,如果省去稳压二极管D,则有可能由于输入电压过高导致超过MOS管的Vgs最大值,从而容易使MOS管损耗。加入稳压管也是更好的保护MOS管。

DS之间的R3C1电路是为了吸收开关形成的尖峰信号,常用于大电流应用,小电流可不用。同时通过调整R1、R2、C2的参数还能调整电路的缓启时间。

NMOS接在电源的负极,栅极高电平导通。PMOS接在电源的正极,栅极低电平导通。由于NMOS管的导通电阻比PMOS的小,因此对压降要求高的情况可选用NMOS。

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本文主要介绍开关电源中的吸收缓冲电路。

电源的基本拓扑电路上一般没有吸收缓冲电路,实际电路上一般有吸收缓冲电路,吸收与缓冲是工程需要,不是拓扑需要。

吸收与缓冲的作用如下:

  •   防止器件损坏,吸收防止电压击穿,缓冲防止电流击穿;

  •   使功率器件远离危险工作区,从而提高可靠性;

  •   降低开关器件损耗,或者实现某种程度的软开关;

  •   降低di/dt和dv/dt,降低振铃,改善EMI品质。

也就是说,防止器件损坏只是吸收与缓冲的作用之一。

吸收是对电压尖峰而言。电压尖峰的成因如下:
  •   电压尖峰是电感续流引起的;
  •   引起电压尖峰的电感可能是:变压器漏感、线路分布电感、器件等效模型中的感性成分等;
  •   引起电压尖峰的电流可能是:拓扑电流、二极管反向恢复电流、不恰当的谐振电流等。

减少电压尖峰的主要措施有:

  •   减少可能引起电压尖峰的电感,比如漏感、布线电感等;
  •   减少可能引起电压尖峰的电流,比如二极管反向恢复电流等;
  •   如果可能的话,将上述电感能量转移到别处;
  •   采取上述措施后电压尖峰仍然不能接受,最后才考虑吸收。吸收是不得已的技术措施。

缓冲是对冲击尖峰电流而言,电流尖峰的成因如下:

  •   引起电流尖峰的第一种原因是二极管(包括体二极管)反向恢复电流。
  •   引起电流尖峰的第二种原因是对电容的充放电电流。这些电容可能是:电路分布电容、变压器绕组等效分布电容、设计不恰当的吸收电容、设计不恰当的谐振电容、器件的等效模型中的电容成分等等。

缓冲的基本方法:在冲击电流尖峰的路径上串入某种类型的电感,可以是以下类型:

开关电源之“吸收和缓冲”

缓冲的特性:

  •   由于缓冲电感的串入会显著增加吸收的工作量,因此缓冲电路一般需要与吸收电路配合使用;
  •   缓冲电路延缓了导通电流冲击,可实现某种程度的软开通(ZIS);
  •   变压器漏感也可以充当缓冲电感。

下面以buck电路为例,说明吸收和缓冲电路的工作流程:

开关电源之“吸收和缓冲”

开关电源之“吸收和缓冲”

当L-MOS打开时,PHASE点会出现电压尖峰。这种尖峰会对L-MOS造成威胁,导致L-MOS被烧坏或寿命大幅缩短。PHASE后的线路,由于有储能大电感的存在,瞬时变化的电流I不能通过电感。所以对瞬时(高频)电压电流而言,其路径只能是通过L-MOS。实际电路中多余的能量大部分是由L-MOS的内阻消耗的。由于等效电容很小,所以多余能量(电荷)能够在电容两端造成较大的电压。所以减小电压尖峰的方法是减小流入等效电容的电荷数量。

RC-snubber电路从两个方面去解决电压尖峰的问题:

  •   对PHASE点电压等于输入电压时的电感电流分流,这样使得流入L-MOS等效电容的电流大大减小。而snubber电容的容值选取较大,吸收了多余的能量后产生的电压不会太大。这样使得PHASE点的电压尖峰减小。

  •   RC中的电阻起到阻尼作用,将谐振能量以热能消耗掉。

RC-snubber电路的好处有:
  •   增强phase点的信号完整性。
  •   保护L-MOS提高系统可靠性。
  •   改善EMI。

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一、灌胶和对胶的要求

这说起来简单,有可能是客人要求灌胶,有可能是看到别人在灌胶也在找胶灌。肯定的说,对灌封胶主要有这几大目的和要求:

1、防水性,灌封胶将整个产品电气部份严密的包裹起来,与外界完全隔绝;什么水、水气、酸碱盐都挨不到电路元件,就能提高防水防潮防腐蚀能力。所以你选的胶要流动性好,流动性不好怎么能深层渗透完全密封呢;再就是粘结力也要具备,不然灌封后长时间冷热交替与元件分离了也没啥用,产品寿命性能也受影响。

2、导热性,电源属功率性产品,就是转换、控制、向外输出能量。产品工作就要发热,象开关管、变压器、电解电容、电感等哪个不是发热器件且都是怕热器件。怎么办,肯定要把它发的热尽快且尽量多的传导出去。所以胶肯定要求有良好的导热性,可以说期望胶的导热系数越高越好。电源中的电解电容,温度每升高十度寿命约缩一半,但你不能给它加散热片;变压器、电感温度一高很多参数都在变整个设计就难度提升,你也不好给他加个散热片。

防水电源整个需密封,而空气的导热率是很低的,主要靠对流与辐射。但是对流是不可能的,元件都闷在盒子里。

所以灌导热性好的胶可以相当于将每个元件放在外面散热,不但提高寿命而且简化设计。

3、绝缘强度,这个好办。基本上所有的胶都不导电,但是要注意,象环氧类的AB胶固化反应不完全可能会有点局部导电。还有为了节约在里面掺沙,那就不好说。第一你的沙是不是脱水处理等加工过,还就是你的沙会不会有些其他元素干扰了固化;AB剂配比是否合理、混料是否充分均匀、其他条件是否都具备。

4、环保要求,一般都有过认证。就看是不是提供的产品与认证的是一致的了,环保的和不环保的材料价格差的还是不少的。

5、阻燃要求,一般就看UL里的阻燃测试。一般要求94-V0以上。

6、其他参数就多了,你要自己灌了去试。主要是你的供应商要恒定,他的供应要稳定,工艺要稳定。否则离散性太大。

二、关于几种胶的一点看法

1、环氧树脂:我认为不宜灌封电源,主要是收缩应力大、导热性差。可能会拉伤元件、焊盘或是改变磁路气隙。加之如果固化不完全,可能局部导电。导热性差如同给元件盖了件被子,闷在里面烤。实践证明灌封后不良率高,且越大电源坏的越多。

2、有机硅胶,用的很多。好的导热性、防水性等都不错,属柔性灌封胶也不会拉伤元件。只是很贵且因其很贵所以供应的产品是否与检测认证一致很重要。

3、聚胺脂,这块本人不熟也不敢妄言。但听说有毒有待考证。

4、热熔性黑胶,这种类别的胶属石化基材。常温下固态,灌封是加热到130-160液化后直接灌封,属单组份柔性胶

三、为什么开关电源灌胶后EMI变差?

灌胶后变差,主要是胶的介电常数比空气大几倍,增加了元器件之间的耦合强度,这使得大量的低频开关噪音被这个增大的电容更多的耦合到外界。

灌胶后EMI变差可能是困扰一些工程师已久的问题,一些经验给大家分享:

灌胶后EMI变差又分为:传导(CS)变差和辐射(RS)变差

1、传导变差,整改的方法有:

(1)EMI滤波电感浸油,包胶带(减小灌胶对其的影响);

(2)共模电感用带槽的骨架,例如UU和OTC型的骨架;

(3)输入对地或外科加Y电容。

2、辐射变差,整改的方法有:

(1)输入或输出线上套磁环;

(2)地线上套磁环;

(3)胶的材质。

特别注意散热器接一定要接地,接地工艺要好不能出现接地不良!

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围观 4

导读

开关电源是利用现代电力电子技术,控制开关晶体管的导通和关断的时间比率,维持输出电压稳定的一种电源。

它和线性电源相比,具有效率高、功率密度高、可以实现和输人电网的电气隔离等优点,被誉为离效节能电源,目前开关电源已经应用到了各个领域,尤其在大功率应用的场合,开关电源具有明显的优势。

开关电源一般由脉冲宽度控制(PWM)IC、功率开关管、整流二极管和LC滤波电路构成。

在中小功率开关电源中,功率开关管可以集成在PWM控制IC内。开关电源按反馈方式分为电压模式和电流模式。

电流模式开关电源因其突出的优点而得到了快速的发展和广泛的应用。

但是电流模式的结构决定了它存在两个缺点:

恒定峰值电流而非恒定平均电流引起的系统开环不稳定;

占空比大于50%时系统的开环不稳定。

本文旨在从原理上分析传统电流模式的缺陷及改进方案,之后分析一个实用的斜坡补偿电路。

电流模式的原理分析

开关电源可以有很多种结构,但原理基本相似。

图1是电流模式降压斩波fg(Buck)开关电源的原理图:

它和电压模式的主要区别是增加了电流采样电阻R3和电流放大器IA. R3的阻值一般很小,以避免大的功耗。

功率管Ql在每个周期开始的时候开启并维持一段时间Ton,通过滤波电感Lo对滤波电容Co充电,同时向负载提供电流,此时Lo上电流随时间的变化率为

电感电流到达一定值后功率管关断,二极管D1起续流和钳位作用。

设DI的导通压降为VZ,则此时:

RI和R2分压后和Vπf 比较并放大,变为信号VEA;同时R3两端的压降经IA放大后变为信号VIA,当VIA高于VEA时,相关控制电路将控制功率管关断,从而达到调节占空比的目的。

通过实时地调节占空比,输出电压可以稳定在一个预先设定的值。

上述工作过程的波形如图2,实线表示连续工作模式,虚线表示不连续工作模式,其中Clock表示时钟信号,VEA表示EA的输出,VIA表示IA的输出,IQ1是功率管的电流,ID1是二极管电流。

电流模式由于采用了电压一电流双环控制显著改善了开关电源的性能。

主要表现在:

1. 根本消除了Push-pull开关电源存在的磁通量失恒问题,磁通量失恒会减弱电感的承压能力,导致功率管电流不断增大并最终烧毁。

电流模式在每个周期都限定功率管峰值电流,能彻底杜绝磁通量失恒。

2. 电压调整率显著减小。当输人电压波动时图1中的电流检测电阻R3会立即检测到峰值电流的变化,快速调整占空比,使输出电压稳定。

3. 简化了反馈电路的设计LC滤波电路在频率达到共鸣频率后,相移会接近最大值180°,输人到输出的增益会随着频率的升高而迅速减小,这就增加了开关电源反馈电路设计的复杂程度。

在电流模式中,滤波电感的小信号阻抗几乎为零,这样就只能产生最大90相移,增益随频率升高而下降的速度也减小为实际LC滤波电路的一半。因此反馈电路的设计可以大幅简化。

4. 改善了负载调整率。在电流模式中,误差放大器的带宽更大,因而负载调整率更好。

电流模式的缺点

1. 恒定峰值电流引起的电感平均电流不恒定

电流模式的实质是使电感平均电流跟随误差放大器输出电压VEA设定的值,即可用一个恒流源来代替电感,使整个系统由二阶降为一阶。

但在常用的峰值电流模式中,不同的占空比会导致不同的电感平均电流。

这可以由平均电流的计算式看出:

其中Ip是峰值电流,dl是峰值电流和最小值的差值,T是时钟周期,ton和toff分别为功率管开启时间和关断时间。

如图3所示:

当由于某种原因使输人电压从Vdc1变化到Vdc2,电感电流的上升沿斜率将会变化(Vdc2-Vdc1)/Lo。而下降沿斜率不变,占空比将从Dl变为D2,电感电流的平均值从Iav1变化到Iav2,这往往会导致输出电压在一段时间内振荡。

2. 电感扰动电流引起的输出振荡

在输入电压不变的条件下,当由于某种外部原因使电感上的电流在一个下降沿结束时发生小的扰动AI,因为电流的上升沿和下降沿的斜率以及峰值电流都不变。

所以在下一个周期结束后,这个扰动电流将被放大为:

其中dt为发生扰动后导通时间的变化值,m1和m2分别为上升斜率和下降斜率。

从(2)式可以看出,当占空比小于50%时,m2

但是当占空比大于50%时,m2>m1,△I''>△I,即一个周期后扰动电流增强。

如图4所示,这同样也会引起输出电压在一段时间内的振荡。

斜坡补偿的原理分析

前面分析的两个不稳定情况实际上都是因为占空比改变引起了电感平均电流的变化,最终导致输出电压在一段时间内振荡,尤其当占空比大于50%时更加严重。

如果能使系统在占空比足够大的时候才发生上述不稳定现象,就相当于解决了这两个问题。

设图1中电阻R3上的压降为Vs,可以尝试在Vs上叠加一个斜率为m,且在时钟周期起点处等于零的电压,则经IA放大后相当于在信号VIA上叠加了一个斜率为Avm的电压。

再设电感上有扰动电流AI,经IA放大为AvAI。

由图5可以证明,经过一个周期后这个扰动电流的值变为:

把m1D=m2(1-D)代入(3)式得:

要使扰动电流在第一个周期就减弱,必须要有

(5)式表明,在斜坡补偿前,占空比达到50%后系统就开始不稳定,斜坡补偿之后,只要补偿斜率m满足式(5)的关系,系统始终是稳定的。

由此可见,只要能确定电感电流下降沿的斜率m2和占空比D,就有可能设计出合适的斜坡补偿电路,解决峰值电流控制型开关的输出振荡问题。

1. 实际的斜坡补偿电路分析

在电流模式PWM IC内部集成斜坡补偿电路要比理论分析复杂得多,因为在不同应用情况下,(5)式中的m2和D也会不同,所以很难对所有可能的情况作最好的补偿。

由( 5)式 可以看出,开关电源稳定工作时占空比D和电感电流下降沿斜率m2越大,那么它所需的斜坡补偿的量也就越大。

在连续工作模式中,D和m2都是由电路结构决定的。而在不连续工作模式中,D是随负载变化的量,m2是由电路结构决定的。

根据这个原理可以设计一个补偿量随占空比增大而增大,并且能够适合一定范围的m的斜坡补偿电路。

如图6:

其中Vcc是较稳定的电压,约为2.3V,Vosc是PWM内部振荡器输出的锯齿波,最小值和最大值分别为0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的栅极控制信号,Iout是斜坡补偿电流。

输出到电流采样电阻(如图1中的R3)的正端,从而在采样电阻上叠加了一个电压降,达到斜坡补偿的目的。

钳位二极管DI、D2,分压电阻网络RI、R2、R 3和R4共同决定了Q5、Q6和Q7的开启点。

当一个时钟周期开始时,Vdrv由低变高,Q1管导通,同时Vosc从最小值开始以一定的斜率上升,Q4、Q5、Q6和Q7先后开启,这四个晶体管集电极电流的总和被由Q2、Q3、R9、R10构成的比例电流镜像后输出到Iout。

设NPN晶体管的开启阂值为VTn,Dl和D2的正向导通压降都为VD, Ql的C-E结压降近似为零,则通过两个二极管的电流为:

因此Q4、Q5、Q6、Q7的开启点分别为:

其中Ib0、IQ50是Q6开启时的二极管和Q5的电流,Ib1、IQ51、IQ60是Q7开启时的二极管、Q5和Q6的电流。

Q2的集电极电流为上述四个晶体管的集电极电流总和:

因为Q4、Q5、Q6和Q7是先后开启的,所以补偿电流在时间轴上的斜率dlout/dt将随着Vosc的增大而增大,即斜坡补偿的量随占空比增大而增大。

功率管的导通时间结束时,Vdrv由高变低,Ql关断,Iout随即降为零。这样可以减少不必要的系统功耗。

考虑不同应用情况下m2的变化范围,计算(5)式就可以确定m随D变化的曲线,再根据电流放大器IA的增益和振荡器锯齿波斜率计算可得各元件的尺寸。

图7是在选取了元件尺寸后计算机仿真波形。

其中Vosc是理想化的锯齿波,Iout是输出的补偿电流,IQ4、IQ5、IQ6、IQ7分别是Q4、Q5、Q6和Q7的漏极电流。

可以看到,为了在占空比小于50%的时候系统更加稳定,Q4在每个周期开始时就已经开启,但是电流的斜率较小。

随着Vosc以恒定的斜率上升,将先后在t1、t2、t3时达到Q5、Q6和07的开启点。

设Q4、Q5、Q6、Q7开启后的电流斜率分别为m4、m5、m6和m7:


设电流采样电阻的阻值为RS,那么叠加在该电阻上压降的斜率为:

结论

本文分析了传统电流模式开关电源的工作原理及其优劣,从原理上解释了电流模式在占空比大于50%后输出不稳定的问题和解决的方法。

在此基础上分析了一个实用的斜坡补偿电路结构并详细解析其工作过程。

通过HSPICE的仿真分析,得到了预期的结果,证明了该电路的可行性。

来源:EDA365电子论坛

围观 21

电源工程师们都知道开关MOS在整个电源系统里面的损耗占比是不小的,我们谈及最多的就是开通损耗和关断损耗,由于这两个损耗不像导通损耗或驱动损耗一样那么直观,所以有部分人对于它计算还有些迷茫。

今天我们就来详细分析计算一下开关损耗,并论述实际状态下功率MOSFET的开通过程和自然零电压关断的过程,从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。

MOSFET开关损耗

1、开通过程中MOSFET开关损耗

功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是:下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态,对于下管是0电压开通,因此开关损耗很小,可以忽略不计。

图1:MOSFET开关过程中栅极电荷特性

开通过程中,从t0时刻起,栅源极间电容开始充电,栅电压开始上升,栅极电压为:


其中:,VGS为PWM栅极驱动器的输出电压,Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻,Ciss为MOSFET输入电容,Rg为MOSFET的栅极电阻。

VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前,漏极没有电流流过,时间t1为:


VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为:


VGS处于米勒平台的时间t3为:


t3也可以用下面公式计算:


注意到了米勒平台后,漏极电流达到系统最大电流ID,就保持在电路决定的恒定最大值ID,漏极电压开始下降,MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系,漏极电流恒定,因此栅极电压也保持恒定,这样栅极电压不变,栅源极间的电容不再流过电流,驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后,MOSFET完全导通,栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束,就继续地增大,直到等于驱动电路的电源的电压。

MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V,输出电压3.3V/6A,开关频率350kHz,PWM栅极驱动器电压为5V,导通电阻1.5Ω,关断的下拉电阻为0.5Ω,所用的MOSFET为AO4468。

具体参数为:

Ciss=955pF,Coss=145pF,Crss=112pF,Rg=0.5Ω;

当VGS=4.5V,Qg=9nC;

当VGS=10V,Qg=17nC,Qgd=4.7nC,Qgs=3.4nC;

当VGS=5V且ID=11.6A,跨导gFS=19S;

当VDS=VGS且ID=250μA,VTH=2V;

当VGS=4.5V且ID=10A,RDS(ON)=17.4mΩ。

开通时米勒平台电压VGP:


计算可以得到电感L=4.7μH,满载时电感的峰峰电流为1.454A,电感的谷点电流为5.273A,峰值电流为6.727A。所以,开通时米勒平台电压:

VGP=2+5.273/19=2.278V

可以计算得到:



开通过程中产生开关损耗为:


开通过程中,Crss和米勒平台时间t3成正比,计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%,因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs,Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET,两个不同的开关管,即使A管的Qg和Ciss小于B管的,但如果A管的Crss比B管的大得多时,A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时,需要优先考虑米勒电容Crss的值。

减小驱动电阻可以同时降低t3和t2,从而降低开关损耗,但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压,也就是降低阈值开启电压,提高跨导,也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通,增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。

2、关断过程中MOSFET开关损耗

关断的过程如图1所示,分析和上面的过程相同,需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算,同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值:VGP=2+6.727/19=2.354V。


关断过程中产生开关损耗为:


Crss一定时,Ciss越大,除了对开关损耗有一定的影响,还会影响开通和关断的延时时间,开通延时为图1中的t1和t2,图2中的t8和t9。

图2:断续模式工作波形

Coss产生开关损耗及影响

1、Coss产生的开关损耗

通常,在MOSFET关断的过程中,Coss充电,能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt,Coss越大,dVDS/dt就越小,这样引起的EMI就越小。反之,Coss越小,dVDS/dt就越大,就越容易产生EMI的问题。

但是,在硬开关的过程中,Coss又不能太大,因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中,放电释放能量,将产生更多的功耗降低系统的整体效率,同时在开通过程中,产生大的电流尖峰。

开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力,瞬态过程中有可能损坏MOSFET,同时还会产生电流干扰,带来EMI的问题;另外,大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题,需要更大的前沿消隐时间,防止电流误检测,从而降低了系统能够工作的最小占空比值。

Coss产生的损耗为:


对于BUCK变换器,工作在连续模式时,开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时,由于输出电感以输出电压为中心振荡,Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值,如图2所示。

2、Coss对开关过程的影响

图1中VDS的电压波形是基于理想状态下,用工程简化方式来分析的。由于Coss存在,实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异,如图3所 示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下,以工程简化方式,认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压,电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。

图3:MOSFET开关过程中实际波形

实际过程中,由于Coss影响,大部分电流从MOSFET中流过,流过Coss的非常小,甚至可以忽略不计,因此Coss的充电速度非常慢,电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解:正是因为Coss的存在,在关断的过程中,由于电容电压不能突变,因此VDS的电压一直维持在较低的电压,可以认为是ZVS,即0电压关断,功率损耗很小。

同样的,在开通的过程中,由于Coss的存在,电容电压不能突变,因此VDS的电压一直维持在较高的电压,实际的功率损耗很大。

在理想状态的工程简化方式下,开通损耗和关断损耗基本相同,见图1中的阴影部分。而实际的状态下,关断损耗很小而开通损耗很大,见图3中的阴影部分。

从上面的分析可以看出:在实际的状态下,Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中,但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到,关断时,VDS的电压在米勒平台起始时,电压上升速度非常慢,在米勒平台快结束时开始快速上升。

图4:非连续模式开关过程中波形

Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容,关断时MOSFET越接近理想的ZVS,关断功率损耗越小,那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使 MOSFET整个开关周期都工作于ZVS,必须利用外部的条件和电路特性,实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管,由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通,然后续流的同步MOSFET才导通,因此同步MOSFET是0电压导通ZVS,而其关断是自然的0电压关断ZVS,因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS,开关损耗非常小,几乎可以忽略不计,所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗,选取时 只需要考虑RDS(ON)而不需要考虑Crss的值。

注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形,对于非连续模式,由于开通前的电流为0,所以,除了Coss放电产生的功耗外,没有开关的损耗,即非连续模式 下开通损耗为0。但在实际的检测中,非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台,这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快,持续的时间短, 这样电流迅速降低,由于VGS和ID的受转移特性的约束,所以当电流突然降低时,VGS也会降低,VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑,并伴随着振荡。

希望看到这里大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。

本文转自:电源网订阅号(elecinfo),转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有。

围观 199

首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧,先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率,高脉冲状态,属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。

布局:

脉冲电压连线尽可能短,其中输入开关管到变压器连线,输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接 近开关电源输入端,输入线应避免与其他电路平行,应避开。Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离,以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽,以上几项对开关电 源的EMC性能影响较大。

输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子,可影响电源输出纹波指标,两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离,以延长整机寿命,电解电容是开关电源寿命的瓶劲,如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离,电解之间也须留出散热空间,条件允许 可将其放置在进风口。

控制部分要注意:高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路,在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路,特别是电流控制型电路,处理不好易出现一些想不到的意外,其中有一些技巧,现以3843电路举例见图(1)图一效果要好于图二,图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺,由于干扰限流点比设计值偏低,图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路,开关管驱动电阻要靠近开关管,可提高开关管工作可靠性,这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。


下面谈一谈印制板布线的一些原则。

线间距:随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高,一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题,完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺,一般双面板最小线间距设为0.3mm,单面板最小线间距设为0.5mm,焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔,最小 间距设为0.5mm,可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。,这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求,并可以把成品率控制得非常高,亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。

最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路,当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。

鉴于有一些相关标准对线间距有较明确的规定,则要严格按照标准执行,如交流入口端至熔断器端连线。某些电源对体积要求很高,如模块电源。一般变压器输入侧线间距为1mm实践证明是可行的。对交流输入,(隔离)直流输出的电源产品,比较严格的规定为安全间距要大于等于6mm,当然这由相关的标准及执行方法 确定。一般安全间距可由反馈光耦两侧距离作为参考,原则大于等于这个距离。也可在光耦下面印制板上开槽,使爬电距离加大以满足绝缘要求。一般开关电源交流输入侧走线或板上元件距非绝缘的外壳、散热器间距要大于5mm,输出侧走线或器件距外壳或散热器间距要大于2mm,或严格按照安全规范执行。

常用方法:上文提到的线路板开槽的方法适用于一些间距不够的场合,顺便提一下,该法也常用来作为保护放电间隙,常见于电视机显象管尾板和电源交流输入处。该法在模块电源中得到了广泛的应用,在灌封的条件下可获得很好的效果。

方法二:垫绝缘纸,可采用青壳纸、聚脂膜、聚四氟乙烯定向膜等绝缘材料。一般通用电源用青壳纸或聚脂膜垫在线路板于金属机壳间,这种材料有机械强度高,有有一定抗潮湿的能力。聚四氟乙烯定向膜由于具有耐高温的特性在模块电源中得到广泛的应用。在元件和周围导体间也可垫绝缘薄膜来提高绝缘抗电性能。

注意:某些器件绝缘被覆套不能用来作为绝缘介质而减小安全间距,如电解电容的外皮,在高温条件下,该外皮有可能受热收缩。大电解防爆槽前端要留出空间,以确保电解电容在非常情况时能无阻碍地泻压.

谈一谈印制板铜皮走线的一些事项:

走线电流密度:现在多数电子线路采用绝缘板缚铜构成。常用线路板铜皮厚度为35μm,走线可按照1A/mm经验值取电流密度值,具体计算可参见教科书。为保证走线机械强度原则线宽应大于或等于0.3mm(其他非电源线路板可能最小线宽会小一些)。铜皮厚度为70μm线路板也常见于开关电源,那么电流密度可更高些。

补充一点,现常用线路板设计工具软件一般都有设计规范项,如线宽、线间距,旱盘过孔尺寸等参数都可以进行设定。在设计线路板时,设计软件可自动按照规范执行,可节省许多时间,减少部分工作量,降低出错率。

一般对可靠性要求比较高的线路或布线线密度大可采用双面板。其特点是成本适中,可靠性高,能满足大多数应用场合。

模块电源行列也有部分产品采用多层板,主要便于集成变压器电感等功率器件,优化接线、功率管散热等。具有工艺美观一致性好,变压器散热好的优点,但其缺点是成本较高,灵活性较差,仅适合于工业化大规模生产。

单面板,市场流通通用开关电源几乎都采用了单面线路板,其具有低成本的优势,在设计,及生产工艺上采取一些措施亦可确保其性能。

谈谈单面印制板设计的一些体会,由于单面板具有成本低廉,易于制造的特点,在开关电源线路中得到广泛应用,由于其只有一面缚铜,器件的电器连接,机械固定都要依靠那层铜皮,在处理时必须小心。

为保证良好的焊接机械结构性能,单面板焊盘应稍微大一些,以确保铜皮和基板的良好缚着力,而不至于受到震动时铜皮剥离、断脱。一般焊环宽度应大于0.3mm。焊盘孔直径应略大于器件引脚直径,但不宜过大,保证管脚与焊盘间由焊锡连接距离最短,盘孔大小以不妨碍正常查件为度,焊盘孔直径一般大于管脚直径0.1-0.2mm。多引脚器件为保证顺利查件,也可更大一些。

电气连线应尽量宽,原则宽度应大于焊盘直径,特殊情况应在连线于与焊盘交汇必须将线加宽(俗称生成泪滴),避免在某些条件线与焊盘断裂。原则最小线宽应大于0.5mm。

单面板上元器件应紧贴线路板。需要架空散热的器件,要在器件与线路板之间的管脚上加套管,可起到支撑器件和增加绝缘的双重作用,要最大限度减少或避免外力冲击对焊盘与管脚连接处造成的影响,增强焊接的牢固性。线路板上重量较大的部件可增加支撑连接点,可加强与线路板间连接强度,如变压器,功率器件散热器。

单面板焊接面引脚在不影响与外壳间距的前题条件下,可留得长一些,其优点是可增 加焊接部位的强度,加大焊接面积、有虚焊现象可即时发现。引脚长剪腿时,焊接部位受力较小。在台湾、日本常采用把器件引脚在焊接面弯成与线路板成45度 角,然后再焊接的工艺,的其道理同上。今天谈一谈双面板设计中的一些事项,在一 些要求比较高,或走线密度比较大的应用环境中采用双面印制板,其性能及各方面指标要比单面板好很多。

双面板焊盘由于孔已作金属化处理强度较高,焊环可比单面板小一些,焊盘孔孔径可 比管脚直径略微大一些,因为在焊接过程中有利于焊锡溶液通过焊孔渗透到顶层焊盘,以增加焊接可靠性。但是有一个弊端,如果孔过大,波峰焊时在射流锡冲击下部分器件可能上浮,产生一些缺陷。

大电流走线的处理,线宽可按照前帖处理,如宽度不够,一般可采用在走线上镀锡增加厚度进行解决,其方法有好多种

1, 将走线设置成焊盘属性,这样在线路板制造时该走线不会被阻焊剂覆盖,热风整平时会被镀上锡。

2, 在布线处放置焊盘,将该焊盘设置成需要走线的形状,要注意把焊盘孔设置为零。

3, 在阻焊层放置线,此方法最灵活,但不是所有线路板生产商都会明白你的意图,需用文字说明。在阻焊层放置线的部位会不涂阻焊剂。

线路镀锡的几种方法如上,要注意的是,如果很宽的的走线全部镀上锡,在焊接以后,会粘接大量焊锡,并且分布很不均匀,影响美观。一般可采用细长条镀锡宽度在1~1.5mm,长度可根据线路来确定,镀锡部分间隔0.5~1mm双面线路板为布局、走线提供了很大的选择性,可使布线更趋于合理。关于接地,功率地与信号地一定要分开,两个地可在滤波电容处汇合,以避免大脉冲电流通过信号地连线而导致出现不稳定的意外因素,信号控制回路尽量采用一点接地法,有一个技巧,尽量把非接地的走线放置在同一布线层,最后在另外一层铺地线。输出 线一般先经过滤波电容处,再到负载,输入线也必须先通过电容,再到变压器,理论依据是让纹波电流都通过旅滤波电容。

电压反馈取样,为避免大电流通过走线的影响,反馈电压的取样点一定要放在电源输出最末梢,以提高整机负载效应指标。

走线从一个布线层变到另外一个布线层一般用过孔连通,不宜通过器件管脚焊盘实现,因为在插装器件时有可能破坏这种连接关系,还有在每1A电流通过时,至少应有2个过孔,过孔孔径原则要大于0.5mm,一般0.8mm可确保加工可靠性。

器件散热,在一些小功率电源中,线路板走线也可兼散热功能,其特点是走线尽量宽大,以增加散热面积,并不涂阻焊剂,有条件可均匀放置过孔,增强导热性能。

谈谈铝基板在开关电源中的应用和多层印制板在开关电源电路中的应用。

铝基板由其本身构造,具有以下特点:导热性能非常优良、单面缚铜、器件只能放置在缚铜面、不能开电器连线孔所以不能按照单面板那样放置跳线。

铝基板上一般都放置贴片器件,开关管,输出整流管通过基板把热量传导出去,热阻很低,可取得较高可靠性。变压器采用平面贴片结构,也可通过基板散热,其温升比常规要低,同样规格变压器采用铝基板结构可得到较大的输出功率。铝基板跳线可以采用搭桥的方式处理。铝基板电源一般由由两块印制板组成,另外一块板放 置控制电路,两块板之间通过物理连接合成一体。

由于铝基板优良的导热性,在小量手工焊接时比较困难,焊料冷却过快,容易出现问题现有一个简单实用的方法,将一个烫衣服的普通电熨斗(最好有调温功能),翻过来,熨烫面向上,固定好,温度调到150℃左右,把铝基板放在熨斗上面,加温一段时间,然后按照常规方法将元件贴上并焊接,熨斗温度以器件易于焊接为宜,太高有可能时器件损坏,甚至铝基板铜皮剥离,温度太低焊接效果不好,要灵活掌握。

最近几年,随着多层线路板在开关电源电路中应用,使得印制线路变压器成为可能,由于多层板,层间距较小,也可以充分利用变压器窗口截面,可在主线路板上再加一到两片由多层板组成的印制线圈达到利用窗口,降低线路电流密度的目的,由于采用印制线圈,减少了人工干预,变压器一致性好,平面结构,漏感低,偶合 好。开启式磁芯,良好的散热条件。由于其具有诸多的优势,有利于大批量生产,所以得到广泛的应用。但研制开发初期投入较大,不适合小规模生。

开关电源分为,隔离与非隔离两种形式,在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式,在下文中,非特别说明,均指隔离电源。隔离电源按照结构形式不同,可分为两大类:正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止,变压器储能。原边截止时,副边导通,能量释放到负载的工作状态,一般常规反激式电源单管 多,双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载,能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激,包括单管正激,双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。

正激和反激电路各有其特点,在设计电路的过程中为达到最优性价比,可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路,中等功率可采用双管正激电路或半桥电路,低电压时采用推挽电路,与半桥工作状态相同。大功率输出,一般采用桥式电路,低压也可采用推挽电路。

反激式电源因其结构简单,省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感,而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦,输出功率超过100瓦就没有优势,实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的,但也不能一概而论,PI公司的TOP芯片就可做到300瓦,有文章介绍反激电源可做到上千瓦,但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。

反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数,由于反激电源需要变压器储存能量,要 使变压器铁芯得到充分利用,一般都要在磁路中开气隙,其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率,使变压器能够承受大的脉冲电流冲击,而不至于铁芯进入饱和非线形状态,磁路中气隙处于高磁阻状态,在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。

变压器初次极间的偶合,也是确定漏感的关键因素,要尽量使初次极线圈靠近,可采用三明治绕法,但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯,可减小漏感,如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。

关于反激电源的占空比,原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5,否则环路不容易补偿,有可能不稳定,但有一些例外,如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定,本人对做反激的看法是,先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值),在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大,开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小,开关管损耗增大。当然这也是有前提条件,当占空比增大,则意味着输出二极管导通时间缩 短,为保持输出稳定,更多的时候将由输出电容放电电流来保证,输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷,而使其发热加剧,这在许多条件下是不允许的。占空比增大,改变变压器匝数比,会使变压器漏感加大,使其整体性能变,当漏感能量大到一定程度,可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗,时就没有再增大占 空比的意义了,甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。由于漏感大,可能使输出纹波,及其他一些电磁指标变差。当占空比小时,开关管通过电流有效值高,变压器初级电流有效值大,降低变换器效率,但可改善输出电容的工作条件,降低发热。

如何确定变压器反射电压(即占空比)

有网友提到开关电源的反馈环路的参数设置,工作状态分析。由于在上学时高数学的比较差,《自动控制原理》差一点就补考了,对于这一门现在还感觉恐惧,到现在也不能完整写出闭环系统传递函数,对于系统零点、极点的概念感觉很模糊,看波德图也只是大概看出是发散还是收敛,所以对于反馈补偿不敢胡言乱语,但有有 一些建议。如果有一些数学功底,再有一些学习时间可以再把大学的课本《自动控制原理》找出来仔细的消化一下,并结合实际的开关电源电路,按工作状态进行分析。一定会有所收获,论坛有一个帖子《拜师求学反馈环路设计、调式》其中CMG回答得很好,我觉得可以参考。

接着谈关于反激电源的占空比(本人关注反射电压,与占空比一致),占空比还与选择开关管的耐压有关,有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管,如600V或650V作为交流220V输入电源的开关管,也许与当时生产工艺有关,高耐压管子,不易制造,或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性,像这种线路反射电压不能太高,否则为使开关管工作在安全范围内,吸收电路损耗的功率也是相当可观的。 实践证明600V管子反射电压不要大于100V,650V管子反射电压不要大于120V,把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量。现在 由于MOS管制造工艺水平的提高,一般反激电源都采用700V或750V甚至800-900V的开关管。像这种电路,抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些,最大反射电压在150V比较合适,能够获得较好的综 合性能。PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位。但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右。这两种类型各有优缺点:

第一类:缺点抗过压能力弱,占空比小,变压器初级脉冲电流大。优点:变压器漏感小,电磁辐射低,纹波指标高,开关管损耗小,转换效率不一定比第二类低。

第二类:缺点开关管损耗大一些,变压器漏感大一些,纹波差一些。优点:抗过压能力强一些,占空比大,变压器损耗低一些,效率高一些。

反激电源反射电压还有一个确定因素

反激电源的反射电压还与一个参数有关,那就是输出电压,输出电压越低则变压器匝数比越大,变压器漏感越大,开关管承受电压越高,有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大,有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路)。在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,其 处理方法有几个:

1、 采用大一个功率等级的磁芯降低漏感,这样可提高低压反激电源的转换效率,降低损耗,减小输出纹波,提高多路输出电源的交差调整率,一般常见于家电用开关电源,如光碟机、DVB机顶盒等。

2、如果条件不允许加大磁芯,只能降低反射电压,减小占空比。降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低,这两者是一个矛盾,必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点,在变压器替代实验过程中,可以检测变压器原边的反峰电压,尽量 降低反峰电压脉冲的宽度,和幅度,可增加变换器的工作安全裕度。一般反射电压在110V时比较合适。

3、增强耦合,降低损耗,采用新的技术,和绕线工艺,变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施,如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带。这些将影响变压器漏感性能,现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法。或者次级用三重绝缘线绕制,取消 初次级间的绝缘物,可以增强耦合,甚至可采用宽铜皮绕制。

文中低压输出指小于或等于5V的输出,像这一类小功率电源,本人的经验是,功率输出大于20W输出可采用正激式,可获得最佳性价比,当然这也不是决对的, 与个人的习惯,应用的环境有关系。

反激电源变压器磁芯在工作在单向磁化状态,所以磁路需要开气隙,类似于脉动直流电感器。部分磁路通过空气缝隙耦合。为什么开气隙的原理本人理解为:由于功率铁氧体也具有近似于矩形的工作特性曲线(磁滞回线),在工作特性曲线上Y轴表示磁感应强度(B),现在的生产工艺一般饱和点在400mT以上,一般此值 在设计中取值应该在200-300mT比较合适、X轴表示磁场强度(H)此值与磁化电流强度成比例关系。磁路开气隙相当于把磁体磁滞回线向X轴向倾斜,在同样的磁感应强度下,可承受更大的磁化电流,则相当于磁心储存更多的能量,此能量在开关管截止时通过变压器次级泻放到负载电路,反激电源磁芯开气隙有两个作用。其一是传递更多能量,其二防止磁芯进入饱和状态。

反激电源的变压器工作在单向磁化状态,不仅要通过磁耦合传递能量,还担负电压变换输入输出隔离的多重作用。所以气隙的处理需要非常小心,气隙太大可使漏感变大,磁滞损耗增加,铁损、铜损增大,影响电源的整机性能。气隙太小有可能使变压器磁芯饱和,导致电源损坏。

所谓反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态,在满载状态变压器工作于能量完全传递,或不完全传递的工作模式。一般要根据工作环境进行设计,常规反激电源应该工作在连续模式,这样开关管、线路的损耗都比较小,而且可以减轻输入输出电容的工作应力,但是这也有一些例外。 需要在这里特别指出:由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源,而高压电源变压器一般工作在断续模式,本人理解为由于高压电源输出需要采用高耐压的整流二极管。由于制造工艺特点,高反压二极管,反向恢复时间长,速度低,在电流连续状态,二极管是在有正向偏压时恢复,反向恢复时的能量损耗非常大,不利于 变换器性能的提高,轻则降低转换效率,整流管严重发热,重则甚至烧毁整流管。由于在断续模式下,二极管是在零偏压情况下反向偏置,损耗可以降到一个比较低的水平。所以高压电源工作在断续模式,并且工作频率不能太高。 还有一类反激式电源工作在临界状态,一般这类电源工作在调频模式,或调频调宽双模式,一些低成本的自激电源(RCC)常采用这种形式,为保证输出稳定,变 压器工作频率随着,输出电流或输入电压而改变,接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间,这种电源只适合于小功率输出,否则电磁兼容特性的处理会很让人头痛。

反激开关电源变压器应工作在连续模式,那就要求比较大的绕组电感量,当然连续也是有一定程度的,过分追求绝对连续是不现实的,有可能需要很大的磁芯,非常多的线圈匝数,同时伴随着大的漏感和分布电容,可能得不偿失。那么如何确定这个参数呢,通过多次实践,及分析同行的设计,本人认为,在标称电压输入时,输出达到50%~60%变压器从断续,过渡到连续状态比较合适。或者在最高输入电压状态时,满载输出时,变压器能够过渡到连续状态就可以了。

本文转自:电源Fan,转载此文目的在于传递更多信息,版权归原作者所有。

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