逆变器

文章中讨论的其他器件:AM2634-Q1

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电动汽车 (EV) 牵引逆变器是电动汽车的核心。它将高压电池的直流电转换为多相(通常为三相)交流电以驱动牵引电机,并控制制动产生的能量再生。电动汽车电子产品正在从 400V 转向 800V 架构,这有望实现:

  • 快速充电 – 在相同的电流下提供双倍的功率。

  • 通过利用碳化硅 (SiC) 提高效率和功率密度。

  • 通过使用更细的电缆减少相同额定功率下 800V 电压所需的电流,从而减轻重量。

在牵引逆变器中,微控制器 (MCU) 是系统的大脑,通过模数转换器 (ADC) 进行电机控制、电压和电流采样,使用磁芯计算磁场定向控制 (FOC) 算法,并使用脉宽调制 (PWM) 信号驱动功率场效应晶体管 (FET)。对于 MCU,向 800V 牵引逆变器的转变对其带来了三个挑战:

  • 更低延迟的实时控制性能需求。

  • 增加了功能安全要求。

  • 需要快速响应系统故障。

在本文中,我们将讨论基于 Arm® Sitara™ AM2634-Q1 C2000 MCU 等器件如何应对这些挑战。

更低延迟的实时控制

为了控制牵引电机的扭矩和速度,MCU 使用外设(ADCPWM)和计算内核的组合来完成控制环路。随着转向 800V 系统,牵引逆变器也转向宽带隙半导体(例如 SiC),因为它们在 800V 时大大提高了效率和功率密度。为了实现 SiC 所需的更高开关频率,这种控制环路延迟成为优先事项。低延迟控制环路还使工程师能够以更高的转速运行电机,从而减小电机的尺寸和减轻重量。要了解并缩短控制环路延迟,您必须了解控制环路信号链及其各个阶段,如图 1 所示。

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1:控制环路信号链

为获得出色的实时控制性能,您必须优化整个信号链,包括硬件和软件。从 ADC 采样(来自电机的输入)到写入 PWM(输出以控制电机)所花费的时间是实时控制性能的基本衡量标准。从 ADC 采样开始,逆变器系统需要准确快速的采样,即实现高采样率、至少 12 位分辨率和低转换时间。一旦可进行采样,它需要通过互连传输到处理器并由处理器读取,并优化的总线和内存访问架构缩短延迟。在处理器中,内核需要使用 FOC 算法根据电机的相电流、速度和位置计算下一个 PWM 步骤。

为了更大限度地减少计算时间,内核需要较高的时钟速率并且必须高效地执行特定数量的指令。此外,内核需要执行一系列指令类型,包括浮点、三角和整数数学指令。最后,内核再次使用低延迟路径将更新后的占空比写入 PWM 发生器。在 PWM 输出上应用死区补偿将防止在切换高侧和低侧 FET 时发生短路,最好在硬件级别应用以减少软件开销。

TI MCU 的牵引逆变器控制环路延迟低至 2.5µsAM2634-Q1 的延迟小于 4µs。这种级别的控制环路延迟将面向包括 SiC 架构的未来设计,。

增加功能安全要求

由于牵引逆变器提供电力来控制电机,因此它们本质上是功能安全型关键系统。由于 800V 系统有可能提供更高的功率、扭矩、速度(或三者兼而有之),因此牵引系统需要功能安全达到汽车安全完整性等级 (ASIL) D 级要求。功能安全系统的一个关键部分是 MCU,因为它需要智能地做出安全响应系统故障的决策。因此,使用通过 ASIL D 认证的MCU是一个重要的安全元素。

为了让工程师更轻松地满足特定于牵引逆变器的系统安全要求,TI MCU 提供了额外的功能。例如,相电流反馈表示有关电机扭矩的信息,这使得这些信号对安全至关重要。因此,许多工程师更喜欢对相电流进行冗余采样,这意味着 MCU 必须具有多个独立的 ADC

快速响应系统故障

工程师面临的另一个挑战是在出现故障时能够快速将电机置于安全状态,例如续流。在 AM2634-Q1 器件中,故障通用输入(用于过流、过压或高速故障)会进入到创新的可编程实时单元 (PRU)。在 PRU 中执行的固件可以正确评估和响应故障类型并执行所需的 PWM 保护序列,如图 2 所示,然后根据需要直接将 PWM 置于安全状态。这些操作发生在短短 105ns 内。此外,由于固件是用户可进行编程的,因此工程师可以在必要时添加额外的自定义逻辑来满足他们的应用要求。

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2:流程图显示了基于故障输入的 PWM 输出的预期保护行为

随着越来越多电动汽车的生产,设计趋势将转向 SiC 800V 技术,同时需要提高电机控制性能并满足牵引逆变器的功能安全要求。随着世界朝着电气化方向发展,性能和效率方面的创新对于帮助汽车工程师设计下一代电动汽车至关重要。

其他资源

关于德州仪器(TI)

德州仪器(TI)(纳斯达克股票代码:TXN)是一家全球性的半导体公司,致力于设计、制造、测试和销售模拟和嵌入式处理芯片,用于工业、汽车、个人电子产品、通信设备和企业系统等市场。我们致力于通过半导体技术让电子产品更经济实用,创造一个更美好的世界。如今,每一代创新都建立在上一代创新的基础之上,使我们的技术变得更小巧、更快速、更可靠、更实惠,从而实现半导体在电子产品领域的广泛应用,这就是工程的进步。这正是我们数十年来乃至现在一直在做的事。欲了解更多信息,请访问公司网站www.ti.com.cn

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新能源建设进入发展快车道,逆变器市场需求放量

目前我国“新能源”发电和电网建设已进入发展快车道,以风电、光伏、水电、新型储能技术为代表的新能源电力体系将很快上升为产业主体。“十四五”期间,我国光伏、风电等新能源装机容量将快速提升,逆变器出货量将随之大幅增长。根据未来智库的分析报告,叠加光伏及储能两方面的需求,预计2025年全球逆变器新增市场规模可达969亿元,市场空间快速增长。

“基于N32G457的逆变器助力高效新能源应用"

由于交流电在高压传输时比直流电更为高效,应用场景也更加广泛,因此随着新能源产业的兴起,太阳能等产生的大量直流电源需要转变为交流电并入电网,或者由锂、氢等储能电池或电瓶输出的低压直流电需要转换为220V交流电以供交流设备使用。逆变器作为新能源电力系统中DC/AC转换关键设备,直接影响能源转换效率、系统运行稳定性和设备寿命,在整个供电系统中占有重要地位,多应用于光伏电站、新能源汽车、户外用电、应急电源等场景。

基于N32G457的逆变器应用案例

逆变器是基于电压逆变工作原理将DC转化为AC的一种特殊变压器,通常由逆变桥、控制逻辑和滤波电路等部分组成,而MCU作为逆变器主控制芯片,在控制逻辑电路中起到非常关键的作用。例如,通过MCU集成的先进模拟控制外设可实现更高的控制精度,在逆变器中实现更低的延迟、更低的总谐波失真(THD)和更高的输出电能质量;通过MCU集成功能还可缩减整个逆变控制电路尺寸和减少外围器件使用量,从而降低系统BOM成本。

国民技术在新能源应用领域持续发力,以增强工业级通用MCU芯片等高效产品和应用解决方案不断提升电力能源管理效率,为新能源产业发展添砖加瓦。推出的N32G457系列是一款具有高性能、高集成、高可靠等优势特点的通用MCU,在储能逆变器、充电桩、汽车BMS等产品上得到广泛应用。

“基于N32G457的逆变器助力高效新能源应用"

下图是基于N32G457系列通用MCU实现的一个车载逆变器应用方案结构框图。该逆变器将车载电瓶的12VDC转换为220V纯正弦波AC供负载设备使用,输出功率可达1200W。该车载逆变器具有启动速度快、转换效率高,带负载适应性与稳定性强的特点,产品具备短路、过载、过/欠电压、超温等保护功能,安全性能好。

“基于N32G457的逆变器助力高效新能源应用"

N32G457系列MCU在逆变器应用中的优势特性:

■ 32位高性能ARM Cortex-M4F内核,运行主频高达144MHz,144KB的SRAM可实现逆变器高效控制算法计算和处理。

■ 内置高性能模拟接口,4个12bit 5Msps高速ADC支持差分模式,4个轨到轨运算放大器等,满足电流电压采样和检测的高速A/D转换需要。

■ 通讯接口丰富,芯片配置了7个串口,3个SPI接口,4个I2C接口,2个CAN总线接口等,丰富的主通讯接口能够适应与数码管显示屏等各种不同设备的通信要求。

■ 高精度的定时器资源,包含2个高级定时器,每个定时器有4个独立的通道,其中3个通道支持6路互补PWM输出,最高控制精度6.9nS,提供逆变器驱动电路需要的控制精度。

■ 高可靠性,芯片-40℃至105℃的工作温度,在户外各种恶劣天气条件下长期稳定工作。

■ 内置密码算法硬件加速引擎,实现硬件级安全,保护用户核心知识产权。

国民技术具有工业控制核心器件的全面支撑能力,凭借在产品技术创新、品质管控、稳定供货与本土化服务等方面的领先优势,在工业领域以优质MCU产品及解决方案助力合作伙伴实现更多创新应用并取得了优异成绩,N32系列32位工业增强级MCU等产品已在数字能源、工业电器、工业机器人、工业打印机商显、智能楼宇、交通等方面获得行业标杆客户批量应用。目前,国民技术正在与更多工业领域伙伴携手,进一步扩大合作伙伴生态圈,赋能我国工业数字化转型与升级发展。

来源:Nations加油站
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国际能源署的数据显示,到 2030 年,太阳能光伏 (PV) 装置的装机容量有望达到 3,300 TWh,与 2019 年的水平相比,年增率为 15%[1],这意味着能源供应的比例在不断上升。光伏装置的安装是将微型、迷你和电力公司规模的混合,但无论哪种情况都采用类似的 PV 技术,电池串联可获得较高的可用电压,并联可获得更高的功率。一个趋势是增加面板串的电压,以获得相应的低电流的优势,在连接和布线中产生较少的功率损失。典型的标称面板安装电压约为 500 V 至 1000 V,但预计未来 1500 V 会更常见[2]

“涨知识!IGBT和SiC

为实现可扩展性、经济性和容错性,每个板串通常都各自配备功率相对较低的逆变器,而不是使用单个中央逆变器。设备内部的 PV 电压通常会提升至适合输入到 DC-AC 转换级的稳压直流值,最大功率点追踪 (MPPT) 控制器可优化面板上的负载,以实现最佳的能量利用。升压式 DC-DC 转换器和逆变器是高效的开关电路,其使用各种技术的半导体。

PV电源转换半导体选项

过去,绝缘栅双极型晶体管 (IGBT)在大功率 DC-DC 和 AC-DC 转换领域一直占主导地位,而新型宽禁带 (WBG) 半导体(如碳化硅 (SiC) MOSFET)现已问世,其额定功率高达数十千瓦,在并联时甚至更高。这两种技术不仅可以作为通用封装(如 TO-247)中的单个设备使用,还可以作为功率集成模块 (PIM) 使用。

PIM 在工业标准外壳中集成了多个开关,有时还带有二极管,甚至驱动器和保护电路。这可以为单一封装中的转换器和逆变器功能提供完整的功率级。

IGBT 和 SiC MOSFET 在几个方面明显不同;由于动态损耗,IGBT 只能用于低频,但在导电时会降低标称恒定饱和电压,从而导致与电流成正比的功率损耗。

相比之下,SiC MOSFET 可在数百 kHz 频率下切换,且动态损耗较低,但在导电时会出现标称恒定电阻,从而导致与电流平方值成正比的功率损耗,随着功率吞吐量的增加,其劣势就越明显。

图 1 显示,在其他类似的条件下,50 A 额定 IGBT PIM 和 38 A SiC PIM 的电压下降与传导损耗成正比,在大约 25 A 时,可实现最佳效率交叉点。该图标适用于结温为 125℃(典型值)的应用。

“图1:125℃
图1:125℃ 条件下,IGBT 和 SiC MOSFET PIM 的压降比较

动态损耗取决于频率,如果在相同低频(如 16 kHz)下,大约 20 A 至 30 A 开关电流下比较图 1 中的 IGBT 和 SiC MOSFET,两者的传导损耗相似,但动态损耗截然不同。图 2 显示的是两种开关损耗电源,分别为开和关能源(Eon 和 Eoff)。

同样,这里也有一个交叉点,但 Eon 相似,两种设备类型的传导损耗大约为 25%,IGBT 略差,但无论如何,绝对值不是很大。然而,由于存在“尾”电流,IGBT 的 Eoff 明显更高,少数载流子必须在关断时从器件 N 漂移区清除,这会出现集电极电压升高,从而产生瞬态功率损耗。图 2 显示两种设备的 Eoff 大约相差 10 倍。

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图 2:16 kHz 下,IGBT 和 SiC MOSFET 的动态损耗比较示例

表 1 总结了在 16 kHz 和 95℃ 温度条件下,实际 PV 升压转换器(输入为 500 V,25 A 以及输出为 800 V DC 时)的差异。SiC 的整体功耗明显降低,总损耗仅为 IGBT 电路的三分之一左右,且结温更低,可靠性更高。

“表1:升压转换器在
表1:升压转换器在 16 kHz 条件下的损耗分解

SiC MOSFET在更高频率条件下表现更为出色

除了节能外,利用 SiC 提高效率的好处可以视为减小尺寸,降低散热成本,同样的散热性能时温升更低,或者,同样的散热性能和温升时功率吞吐量更高。这些都是有价值的增益,但值得研究的是,如果利用 SiC 的高频能力会发生什么。将 SiC MOSFET(40 kHz 频率下)与 IGBT(16 kHz 频率下)进行比较,可得到表 2 中的数字。

“表2:IGBT(16
表2:IGBT(16 kHz 条件下)和 SiC MOSFET(40 kHz 条件下)的损耗比较

SiC 器件拥有更高的结温,但作为 WBG 器件,其额定工作温度通常比硅高 25°C。SiC MOSFET 的结果仍表明其效率明显高于 IGBT,损耗只有 IGBT 的一半多,优势旗鼓相当。

不过,频率的增加也使升压电感值和体积减少大约三倍,从而降低了成本,减小了体积和重量。此外,在基频和低谐波下,EMI 滤波可以更小,从而实现进一步的节省。SiC MOSFET 确实有非常快的边缘速率,但必须仔细考虑高频滤波,以满足排放标准。

损耗并不是 IGBT 和 SiC MOSFET 之间的唯一差异。例如,MOSFET 中有一个体二极管,而 IGBT 中却没有。这对于开关中需要反向或“第三象限”传导的转换级非常有用。虽然 SiC MOSFET 体二极管的正向压降相对较高,但可以用于此。当以这种方式使用 IGBT 时,必须增加一个额外的并联二极管。

因此,我们可以找到一个平衡点,即在更高频率下使用 SiC 会使系统获得大量好处,远远超过两种技术之间 PIM 单位成本的差异。随着新一代器件的推出,SiC MOSFET 的导通电阻下降,越来越多应用的利益交叉点增加到更高的功率等级。

SiC需要精心设计以利用其功能

IGBT 和 SiC MOSFET 的栅极驱动名义上看似相似,但 SiC 器件的片上驱动对于实现最低传导损耗更为重要,且必须尽可能接近实际的绝对最大值,通常为 25 V。为此,通常采用 20 V,以提供一定的安全裕度。

两种设备类型名义上都通过 0 V 栅极驱动关闭,但两者通常都由几伏特的负电压驱动。这样可实现更小的 Eoff、更少的关断时栅源振铃,并有助于防止“幻像开启”,其原因可能是与栅极驱动环路共用的任何源极或发射极电感的尖峰。

任何设备的“米勒”电容也可能会在漏极或集电极电压边缘率较高的情况下伪装开启设备。同样,负栅极驱动有助于避免问题。图 3 说明了效果。

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图3:共源极电感和米勒电容可防止器件关断

耦的高频布局技术,以避免不可靠的运行和过度的 EMI。驱动器必须靠近 SiC MOSFET PIM,任何至 MOSFET 源极的可用“开尔文”连接应用作为驱动器回路导线,以避免共模电感。

由于边缘速率非常快,准确测量 SiC MOSFET PIM 的动态性能可能较困难,所以通常设备应使用 300 MHz 带宽和高频测量技术。电压探针应与最小的接地回路连接,并通过高性能传感器(如 Rogowski 线圈)监测电流。

总结

开关从 IGBT 向 SiC MOSFET 转换可在更高功率级上实现纯系统优势,同时 PIM 可提供一个简单的解决方案。然而,熟悉使用 IGBT 的人应该知道,简单的换出无法实现好的结果,需要重新评估栅极驱动的安排、布局和 EMI 滤波,才能实现最佳性能。

References

[1] https://www.iea.org/reports/solar-pv

[2] https://www.solarpowerworldonline.com/2018/11/high-voltage-solar-systems...

来源:安森美
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