电源设计

电源设计是指创建和配置用于提供电能的电源系统的过程。这个过程涵盖了从电源类型的选择、设计、建造、测试和维护的各个方面，以确保电子设备、系统或电路能够稳定、可靠地运行。

正常运行时间是工业自动化、楼宇自动化、运动控制和过程控制等应用中保障生产力和盈利能力的关键指标。执行维护、人为失误和设备故障都会导致停机。与停机相关的维修成本和生产力损失可能非常高，具体取决于行业和事件的性质。与维护和人为失误相关的停机无法避免，但大多数与设备相关的故障是可以预防的。本文重点介绍由电源故障引起的停机，以及如何在设备的电源系统中使用现代保护IC来防止发生电源故障。

系统电源保护概述

电源系统会受到许多电应力因素和故障的影响。沿着电气路径，雷击或电感性负载切换导致的电压浪涌和瞬变、存储电容的初始充电导致的冲击电流、接线错误或线束意外短路导致的反向电压、过流和过热，都可能造成性能退化或不可逆转的损害。有必要在负载周围建立一个保护范围，以处理这些潜在的灾难性事件。本文将讨论一些常见术语、电源故障类型、可用的传统解决方案及其挑战，以及现代保护IC及其优势。

常用术语

除了分立解决方案，还有许多提供单一功能保护的集成解决方案。例如

浪涌保护器（或过压保护器）提供防浪涌电压保护；
热插拔控制器（或冲击限制器）可以防范冲击电流影响；
ORing控制器（或理想二极管控制器）可以防止反向电压并提供电源分配；
电子熔断器（或限流器）可以防止短路或过载；
功率限制器/负载开关/USB开关/电源选择器为具有多个输入电源或多个负载的系统提供管理和控制功能。

图1展示了这些产品，均可用于提供系统电源保护。然而，它们仅提供部分解决方案来保护系统免受电压、电流或温度故障的影响。因此需要一个整体解决方案来提供完整、全面的系统电源保护。

图1.各种单功能保护解决方案

需要提供系统电源保护的应用

图2展示了一个通用系统板电源分配。该板从三个独立的输入电源接收电力，为一个大保持电容充电，产生自用电路板电源，并将电力传送给两个后续外围设备。此系统板的输入端和输出端均需要多种电源保护和配电功能。

图2.通用系统板电源分配

在输入电源保护方面，它需要过压/欠压、电子熔断器、冲击限制和反向电压保护。如果此板由一个功率有限的电源供电，则它还需要功率限制功能。

由于该板从三个不同电源接收电力，因此需要电源ORing或电源多路复用器。电源ORing自动选择电压最高的电源为电路板供电，而电源复用允许系统选择使用哪个电源，无论其电压如何，只要它在工作范围内即可。该板还需要反向电压保护，这样较高电压的电源就不会反向驱动较低电压的电源。

现在，对于输出电源保护，该板需要限流保护以防止输出过载或连接器短路，需要反向电压保护以防止意外短接到较高电压轨。为了管理输出电源分配，该板需要负载开关、ORing和功率限制功能。

系统电源故障的三种主要类型

系统电源故障主要分为三类（见图3）：电压故障、电流故障和温度故障。下面详细讨论每一种故障类型。

图3.系统故障的三种主要类型

电压故障：由于雷击、保险丝熔断、短路、热插拔事件、电缆感应振铃等多种不同事件，输入电压可能高于和/或低于正常直流电压范围。

雷击可能导致高能浪涌电压，这通常由前端瞬变电压抑制器(TVS)和输入滤波器处理。图4总结了IEC 61000-4-4电快速瞬变规范。经过TVS和输入滤波器处理之后，系统板级的残余浪涌电压可能仍然很大，有时达到标称直流输入电压的两到三倍。

图4.IEC 61000-4-4电快速瞬变规范

图5演示了一个短路事件，10英尺电缆末端的短暂短路导致其电压振铃并达到50.4 V峰值，是其正常电压24 VDC的两倍。电压还振铃下降到约11 V。一个鲁棒的系统在整个振铃过程中会继续运行而不会中断，至少会不受损害地幸存下来。类似的电压振铃可能发生在感性负载切换事件期间，发生在热插拔事件期间（例如将一个带有放电电容的卡插入带电背板），或发生在系统中其他地方出现保险丝熔断的时候。

图5.短暂短路后的电缆振铃

系统接线错误很罕见，但仍可能发生。例如，在机架安装系统中，人们可能会反向插入卡或电源线极性连接错误。当输入电压突然下降（输入短路或低电平振铃）时，输出电容现在处于较高电位，会导致反向电压状况。当输出突然短接到较高电压轨（例如在集束电缆中）时，也会发生反向电压状况。虽然输入反向电压故障很少见，但一旦发生，就可能造成代价高昂的系统损坏。

电流故障：输出过载和短路是两种明显的电流故障。当系统超容量运行时，就会触发过流加载。至于短路，这可能是由电路板上的故障元件引起。如果有人不小心将扳手掉到电源连接器上或落入电缆束中，可能会发生严重短路事件。未受保护的电路板可能会遭受永久性损坏，更糟糕的是可能着火。

将带有放电电容的电路板插入带电背板时，会涌入一股电流为电容充电。不加控制时，此冲击电流遵循以下方程：

I = CdV/dt

其中：

I = 冲击电流

C = 电容

dV/dt = 电容电压随时间的变化率

如果将放电电容(0 V)插入24 V带电背板，这种情况下的dV/dt是瞬时的（无限大），转换为I = 无限大。如果没有冲击控制，这种非常高的电流尖峰会损坏连接器，熔断保险丝，并导致背板电压振铃。

当发生反向电压事件时，反向流动的电流可能造成系统严重损坏。图6展示了冲击/短路电流和反向电流。

图6.冲击/短路电流和反向电流

温度故障：如果设计得当，系统应能正常运行而不会出现温度故障。但是，某种初始故障状况（例如长时间过载情况、系统风扇失效或失灵、系统进气口/排气口意外阻塞或房间空调失效）可能会触发温度故障。

为防止系统受损和潜在的火灾相关问题，当系统或其元器件之一的温度达到危险水平时，过温保护会关断系统。与过温关断相比，热保护更智能。在运行期间，当某种初始故障导致温度升高到正常值以上时，热保护会向系统提供警告和处理方案。例如，系统可以选择去除非关键负载，以较低开关速度运行，从而降低功耗。这样，系统可以较低的性能运行，避免过热关断，直至初始故障得到解决。

未提供保护的系统影响和设计挑战

所有电气系统都会遇到电压、电流和热故障，因此在设计验证测试阶段，忽视保护功能可能会阻碍系统设计顺利完成。事实上，更糟糕的情况是工厂车间的生产线关停。全面保护设备免受故障损害的保护电路很有用，可尽量延长系统正常运行时间。

系统工程师若要全面保护其产品，必须解决一些设计挑战。分立或部分IC实现方案需要许多外部元件。图7展示了一个使用40个分立元器件的完整系统电源保护解决方案。元器件的容差叠加分析起来很繁琐。随着时间推移，无论是验证和确保其性能，还是实现系统精度以及对故障做出快速响应，都很困难。使用多个元器件的结果是解决方案尺寸很大。由于系统平均无故障时间(MTBF)很低，拥有成本很高。

图7.一个系统电源保护电路使用了40个分立元器件

简化系统保护

使用分立电路或部分IC实现保护的传统方法在过去可能效果不错，但它不适应现代系统。现代系统的电路板空间更小，开发时间更短，开发预算紧张。鉴于这种转变，更适合现代系统的保护解决方案是什么？它应是高集成度保护IC（见图8），需要集成场效应晶体管(FET)、电流检测/限流、功率限制、热保护和欠压/过压保护。此外，满足国际电工委员会(UL/IEC)安全要求的全集成式保护IC更胜一筹。更高的集成度与安全认证相结合，可为现代系统提供可靠保护。

图8.单芯片高集成度解决方案

保护IC示例和关键工作概念

ADI 的MAX17613和MAX17526是符合现代系统要求的保护IC范例。

MAX17613（图9）是一款60 V/3 A保护IC，具备所有关键元器件和特性，例如正向和反向FET、可编程电流检测、热保护、可编程欠压闭锁(UVLO)和过压闭锁(OVLO)，这些全都集成在单个IC中。它还有一个CLMODE引脚，用于选择IC对电流故障的响应模式——连续、闭锁还是自动重试模式。

图9.高集成度60 V/3 A保护IC

MAX17526（图10）是一款60 V/6 A保护IC，同时也是一款全集成式IC。此外，它还具有先进的保护特性，例如功率限制和热控电流折返。

图10.具有功率限制的高集成度60 V/6 A保护IC

现在，让我们以MAX17526为例详细考察几个关键特性。如图11所示，MAX17526测量系统消耗的电流，并使用SETI引脚将其报告给系统控制器。电阻RSETI可以调整，以根据系统要求对限流水平进行编程。

图11.MAX17526的限流设置和监控功能

图12展示了MAX17526的限流功能以及它如何控制系统上电期间的冲击电流。一个1000 µF大电容以受控方式充电，左侧充电电流为电流限值的1.0倍，右侧充电电流为电流限值的2.0倍，而电压源不会崩溃。

图12.冲击电流保护

图13显示了MAX17526特有的功率限制特性，它可用于限制输入或输出功率，具体取决于节点VEXT连接到输入电压(VIN)还是输出电压(VOUT)。IC动态调整电流限值以实现对输入或输出功率的限制。

图13.功率限制保护

图14展示了当该IC配置为限制输出功率时，功率限制特性如何将输出功率限制在10 W。

图14.输出功率限制响应

UL/IEC安全认证

如前所述，现代系统也可以利用保护IC的所有安全合规性方面。通过UL 2367、IEC 60950或IEC 62368认证的保护IC可以简化系统级安全要求，从而降低认证相关成本并缩短认证时间，有助于加快产品上市。例如，ADI的 MAX17608 和 MAX17613 是通过UL和IEC认证的保护IC。

电源系统是所有系统或设备的关键模块。电源故障是固有的，确实会发生，但通过实施适当的电路保护，可以防止发生系统故障和设备停机，这对于当今竞争激烈的全球商业环境中的生产力和盈利能力至关重要。与传统的分立或单功能IC解决方案相比，当今的先进保护IC提供小封装、高性能、高可靠性、易于设计和认证的整体系统保护。此外，这些保护IC提供的一些先进特性使系统具备监控和诊断功能，对于当今复杂的终端设备，这类功能可以发挥重要作用。使用全集成式保护IC是能够以低成本应对代价高昂的停机时间的有效方式。

来源：亚德诺半导体

免责声明：本文为转载文章，转载此文目的在于传递更多信息，版权归原作者所有。本文所用视频、图片、文字如涉及作品版权问题，请联系小编进行处理（联系邮箱：cathy@eetrend.com）。

围观 5

在电源设计中，精心的布局和布线对于能否实现出色设计至关重要，要为尺寸、精度、效率留出足够空间，以避免在生产中出现问题。我们可以利用多年的测试经验，以及布局工程师具备的专业知识，最终完成电路板生产。

精心的设计的效率

设计从图纸上看起来可能毫无问题（也就是说，从原理图角度），甚至在模拟期间也没有任何问题，但真正的测试其实是在布局、PCB制造，以及通过载入电路实施原型制作应力测试之后。这部分使用真实的设计示例，介绍一些技巧来帮助避开陷阱。我们将介绍几个重要概念，以帮助避开设计缺陷和其他陷阱，以免未来需要重新设计和/或重新制作PCB。图1显示在没有进行细致测试和余量分析的情况下，在设计进入生产之后会如何造成成本急速上涨。

图1. 生产的电路板出现问题时，成本可能急速上涨。

功率预算

您需要注意在正常情况下按预期运行，但在全速模式或不稳定数据开始出现时（已排除噪声和干扰之后）不能按预期运行的系统。

退出级联阶段时，要避免限流情况。图2所示为一个典型的级联应用：(A) 显示由产生3.3 V电源，电流最大500 mA的ADP5304 降压稳压器(PSU1)构成的设计。为了提高效率，设计人员应分接3.3 V电轨，而不是5 V输入电源。3.3 V输出被进一步切断，以为PSU2 (LT1965)供电，这款LDO稳压器用于进一步将电压降低至2.5 V，且按照板载2.5 V电路和IC的要求，将最大输出电流限制在1.1 A。

这种系统存在一些很典型的隐藏问题。它在正常情况下能够正常运行。但是，当系统初始化并开始全速运行时——例如，当微处理器和/或ADC开始高速采样时——问题就出现了。由于没有稳压器能在输出端生成高于输入端的电压，在图2a中，用于为合并电路VOUT1 和VOUT2 供电的 VOUT1 最大功率(P=V×I) 为1.65 W，得出此数值的前提是效率为100%，但是因为供电过程中会出现损耗，所以实际功率要低于该数值。假定2.5 V电源轨道的最大可用功率为2.75 W。如果电路试图获取这么多的功率，但这种要求得不到满足，就会在PSU1开始限流时出现不规律行为。电流可能由于PSU1而开始限流，更糟的是，有些控制器因过流完全关断。

如果图2a是在成功排除故障后实施，则可能需要更高功率的控制器。最理想的情况是使用与引脚兼容、电流更高的器件进行替换；最糟糕的情况下，则需要完全重新设计和制造PCB。如果能在概念设计阶段开始之前考虑功率预算，则可以避免潜在的项目计划延迟（参见图1）。

在考虑这一点的情况下，先创建真实的功率预算，然后选择控制器。包括您所需的所有电源电轨：2.5 V、3.3 V、5 V等。包括所有会消耗每个电轨功率的上拉电阻、离散器件和IC。使用这些值反向工作，以如图2b所示，估算您需要的电源。使用电力树系统设计工具，例如LTpowerPlanner（图3）来轻松创建支持所需的功率预算的电力树。

图2. 避开电力树中的限流设计缺陷。

图3. LTpowerPlanner电源树。

布局和布线

正确的布局和布线可以避免因错误的走线宽度、错误的通孔、引脚（连接器）数量不足、错误的接触点大小等导致轨道被烧毁，进而引发电流限制。下面章节介绍了一些值得注意的地方，也提供几个PCB设计技巧。

连接器和引脚接头

将图2中所示的示例的总电流扩展至17 A，那么设计人员必须考虑引脚的电流处理接触能力，如图4所示。一般来说，引脚或接触点的载流能力受几个因素影响，例如引脚的大小（接触面积）、金属成分等。直径为1.1 mm的典型过孔凸式连接引脚的电流约为3 A。如果需要17 A，那么应确保您的设计具有足够多的引脚，足以处理总体的载流容量。这可以通过增大每个导体（或触点）的载流能力来轻松实现，并保留一些安全裕度，使其载流能力超过PCB电路的总电流消耗。在本例中，要实现17 A需要6个引脚（且具备1A余量）。V CC 和GND一共需要12个引脚。要减少触点个数，可以考虑使用电源插座或更大的触点。

布线

用可用的线上PCB工具来帮助确定布局的电流能力。一盎司电轨宽度为1.27 mm的铜质PCB的载流能力约为3 A，电轨宽度为3 mm 时，载流能力约为5 A。还要留出一些余量，所以20 A的电轨的宽度需要达到19 mm（约20 mm）（请注意，本例未考虑温度升高带来的影响）。从图4可以看出，因为受PSU和系统电路的空间限制，无法实现20 mm电轨宽度。要解决这个问题，一个简单的解决方案是使用多层PCB。将布线宽度降低到（例如）3 mm，并将这些布线复制到PCB中的所有层上，以确保（所有层中的）布线的总和能够达到至少20 A的载流能力。

图4. 物理接触和电流处理能力。

过孔和连接

图5显示一个过孔示例，该过孔正在连接控制器的PCB的多个电源层。如果您选择1 A过孔，但需要2 A电流，那么电轨宽度必须能够携带2 A的电流，且过孔连接也要能够处理这个电流。图5所示的示例至少需要两个过孔（如果空间允许，最好是三个），用于将电流连接至电源层。这个问题经常被忽略，一般只使用一个过孔来进行连接。连接完成后，这个过孔会作为保险丝使用，它会熔断，并断开与相邻层的电源连接。设计不良的过孔后期很难改善和解决，因为熔断的过孔很难注意到，或者被其他器件遮住。

图5. 过孔连接。

请注意关于过孔和PCB电轨的下列参数：电轨宽度、过孔尺寸和电气参数受几个因素影响，例如PCB涂层、路由层、工作温度等，这些因素最终会影响载流能力。以前的PCB设计技巧没有考虑这些依赖关系，但是，设计人员在确定布局参数时，需要注意到这些。目前许多PCB电轨/过孔计算器都可在线使用。设计人员在完成原理图设计后，最好向PCB制造商或布局工程师咨询这些细节。

避免过热

有许多因素会导致生热，例如外壳、气流等，但本节主要讲述外露的焊盘。带有外露焊盘的控制器，例如LTC3533、ADP5304、ADP2386、ADP5054等，如果正确连接至电路板，其热阻会更低。一般来说，如果控制器IC的功率MOSFET是置于裸片之中（即是整片式的），该IC的焊盘通常外露，以便散热。如果转换器IC使用外部功率MOSFET运行（为控制器IC），那么控制IC通常无需要使用外露焊盘，因为它的主要制热源（功率MOSFET）本身就在IC外部。

通常，这些外露的焊盘必须焊接到PCB接地板上才有效。根据IC的不同，也有一些例外，有些控制器会指明，它们可以连接至隔离的焊盘PCB区域，以作为散热器进行散热。如果不确定，请参阅有关部件的数据表。

当您将外露的焊盘连接到PCB平面或隔离区域时，(a)确保将这些孔（许多排成阵列）连接到地平面以进行散热（热传递）。对于多层PCB接地层，建议利用过孔将焊盘下方所有层上的接地层连在一起。

请注意，关于外露焊盘的讨论是与控制器相关。在其他IC中使用外露焊盘可能需要使用极为不同的处理方法。

结论与汇总

要设计低噪声、不会因为电轨或过孔烧毁而影响系统电路的电源，从成本、效率、效率和PCB面积大小各方面来说都是一项挑战。本文强调了一些设计人员可能会忽略的地方，例如使用功率预算分析来构建电力树，以支持所有的后端负载。

原理图和模拟只是设计的第一步，之后是谨慎的器件定位和路由技术。过孔、电轨和载流能力都必须符合要求，并接受评估。如果接口位置存在开关噪声，或者开关噪声到达IC的功率引脚，那么系统电路会失常，且难以隔离并排除故障。

来源：亚德诺半导体
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围观 32

小型化一直是电子行业的一个热点，对电源尤其重要。电源的质量通常以单位体积的功率来衡量，本文讨论了一些有助于实现小型化电源设计的注意事项。

尽量减少外部元件数量

电源通常由至少一个半导体和若干无源外部元件（如电感器、电容器和几个电阻器）组成。将元件数量减少到如图1所示，是缩小整个电源尺寸的第一步。

图1. 经典式开关稳压器，带有一个半导体和若干无源元件。

如果需要其他功能（如可调输出电压或可调软启动时间），则无源元件的数量就会增加，从而使整个解决方案所需的空间增加。图1中的电路就是一个开关式降压变换器的例子，所需无源元件的数量已降至最少。

尽量减小外部元件尺寸

为了获得尽可能小的输出电容器和电感器尺寸，开关稳压器IC必须具有尽可能高的开关频率。输出电压的电压纹波基本上与外部元件的值和尺寸呈线性关系。例如，如果开关频率增加一倍，则实现相同输出电压纹波所需的电感值将减半。这样就可以减小设计尺寸。图2显示了 LTC3307A 开关稳压器的空间要求。由于开关频率高达3MHz，可以使用小的电感器。

图2. 输出电流为3 A的开关模式电压转换器的空间要求。

尽可能减小开关稳压器IC的尺寸

ADI的LTC33xx平台由开关式降压变换器组成，变换时的开关频率高达5 MHz，通过LTC33xx平台为各种应用设计了专门的产品。LTC3315A 已针对空间有限的应用进行了优化，它是一个双通道变换器，在尺寸仅为1.64 mm × 1.64 mm的晶圆级芯片规模封装(WLCSP)中，每个通道可提供2 A的输出电流。另外值得一提的是MAX77324，它是一个单通道降压开关稳压器，最大输出电流为1.5 A，外壳尺寸为1.22 mm×0.85 mm。图3显示了MAX77324封装尺寸。

图3. 一款采用极小封装的开关稳压器。

图4. 双降压稳压器IC的封装外形，尺寸为1.64 mm × 1.64 mm。

通过集成电感器减小尺寸

减小电源电路尺寸的另一种方法是将电感器与开关稳压器IC组合起来，这种组合称为模块。通过集成，让电感器放置在半导体IC上，从而有可能减小边缘长度。通过将模块中的电感器用作热导体和散热器，还可克服另一个小型化阻碍。将电感器适当地连接到电源模块内的芯片上，可以让半导体更好地散热。特别是对于有着高输出电流的小型开关稳压器IC，散热正成为一个越来越大的问题，因为芯片的使用温度不能超过最高允许工作温度。

使用创新技术来减小电源尺寸的方法有很多。这篇关于电源管理技巧的短文就介绍了其中一些方法。小型化带来了额外的间接优势，例如由于电路板空间需求减小，成本降低，就有可能打造功能性更高的技术设备，从而带来更大的效益，由于电子设备更小、更轻，甚至还能降低运输成本。

围观 16

作者：Frederik Dostal，ADI 现场应用工程师

电源输出电容一般是100 nF至100 μF的陶瓷电容，它们耗费资金，占用空间，而且，在遇到交付瓶颈的时候还会难以获得。所以，如何最大限度减小输出电容的数量和尺寸，这个问题反复被提及。

输出电容造成的影响

论及此问题，输出电容的两种影响至关重要：对输出电压纹波的影响，以及在负载瞬变后对输出电压的影响。

首先，我们来看一看输出电容这个词。这些电容一般安装在电源的输出端。但是，许多电力负载（电力消耗对象），例如FPGA，都需要使用一定数量的输入电容。图1显示的是一种典型的包含负载和FPGA的电源设计。如果在电路板上，电压生成电路和耗电电路之间的距离非常短，那么电源输出电容和负载输入电容之间的界限就会变得非常模糊。

通常需要利用某种物理分隔方法来加以区分，而这会导致产生大量寄生电感(Llayout)。

图1. ADI公司LTC3311开关稳压器，包含所连接的FPGA对应的输出电容和输入电容。

电源输出端的电容形成决定了降压型（降压）开关稳压器的电压纹波。此时，经验法则适用：输出纹波电压等于电感纹波电流 X 输出电容的电阻。

这个电阻ZCout由电容的大小和数量，以及等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)组成。如果电源输出端只有一个电容，此公式高度适用。如果是更为复杂的情况（参见图1），其中包含多个并联电容，且因为布局(Llayout)的原因产生了串联电感，那么计算不会如此简单。

图2.使用LTspice评估系统电源输出端的不同电容。

图3.使用LTpowerCAD优化开关稳压器的控制环路，以及减少输出电容的数量。

在这种情况下，非常适合使用LTspice®这样的模拟工具。图2所示为针对图1提到的情况快速创建的电路图。可以将不同值（包括ESR和ESL）设置给单个电容。也可以考虑板布局（例如Llayout）可能产生的影响。然后，会仿真开关稳压器输出端和负载输入端的电压纹波。

输出电容也会影响负载瞬变后的输出电压失调。我们也可以使用LTspice仿真这一影响。此时，特别需要注意的是，在某些限制范围内，电源控制环路的控制速度和输出电容的电感是相互关联的。电源控制环路的速度如果更快，那么在负载瞬变之后，只需要更少数量的输出电容即可保持在特定的输出控制窗口之内。

最后但同样重要的一点是，LTC3311-1具有自适应电压定位(AVP)。AVP可以利用输入误差电压预算并减少输出电容器的数量，此外，设计人员还可以通过增加环路带宽来实现减少输出电容的数量。

AVP在低负载条件下稍微增大输出电压，在高负载条件下稍微降低输出电压。然后，如果发生负载瞬变，则更多动态输出电压偏差都发生在允许的输出电压范围内。

建议使用ADI公司的LTpowerCAD®来找出哪些控制环路可以优化，以及可以减少多少个输出电容。图3所示为计算控制速度的屏幕截图。其中显示了在负载瞬变后计算得出的电压过冲。可以通过改变输出电容、调节开关稳压器控制环路的速度来进行优化。

确定正确的参数后，即可减少电源中输出电容的数量，如此可以节省资金和板空间，我们建议大家使用这个开发步骤。

作者简介

Frederik Dostal曾就读于德国埃尔兰根大学微电子学专业。他于2001年开始工作，涉足电源管理业务，曾担任各种应用工程师职位，并在亚利桑那州凤凰城工作了4年，负责开关模式电源。他于2009年加入ADI公司，并在慕尼黑ADI公司担任电源管理现场应用工程师。

围观 21

作者：ADI公司现场应用工程师Frederik Dostal

本文介绍如何利用波特图来快速评估您的电源设计是否满足动态控制行为要求。电源通常通过控制环路保持固定的输出电压。这个控制环路可能稳定，也可能不稳定；可以快速调节，也可以慢速调节。在大多数情况下，都可以使用波特图来描述控制环路。通过使用波特图，您可以查看控制环路的速度，特别是其调节稳定性。

图1.使用控制环路（以绿色显示）来调节其输出电压的开关稳压器示例

图1所示是采用降压拓扑的典型开关稳压器。它将较高的输入电压转换为较低的输出电压。目标是尽可能准确地调节输出电压VOUT。为此，通过反馈(FB)引脚将控制环路集成到电路中。它可以检测到VOUT的电压变化。控制环路应能够快速响应，以便始终尽可能准确地调节VOUT。每当输入电压或负载电流发生变化时，都必须重新调节输出电压。

图2.显示控制环路增益的波特图（约80 kHz时，达到0 dB交越点）

图2所示为波特图中控制环路的增益曲线，其中提供了两条重要信息。可以得到增益等于1（即0 dB）时的频率。对于图2所示的控制环路，这个所谓的交越频率出现在约80 kHz处。根据经验，此频率不得超过开关模式电源的设定开关频率的十分之一。否则，可能会导致电路不稳定。图中显示的第二条重要信息是增益曲线下方的区域，即函数积分。直流增益和交越频率越高，控制环路就能更好地让输出电压保持恒定。

图3.控制环路的相位曲线，相位裕量为60°

图3显示波特图中的相位曲线。从该图中可以读取的最重要的参数值是相位裕量。通过这个数值可以判断控制环路的稳定性。相位裕量可以从增益图中的交越频率处读取（参见图2）。在所示的示例中，交越频率为80 kHz。所以，图3中的相位裕量约为60°。相位裕量低于约40°即被视为不稳定。当相位裕量在40°和70°之间时，控制环路设置良好。在此范围内，能够较好地同时兼顾调节速度和稳定性。相位裕量高于70°时，系统非常稳定，但是调节速度非常慢。

开关稳压器的数据手册中一般不提供波特图。原因在于，波特图在很大程度上取决于电路设计。使用的开关频率、选择的外部元件（例如电感和输出电容），以及各自的工作条件（例如输入电压、输出电压和负载电流）都会产生巨大影响。所以，一般使用计算工具（例如 LTpowerCAD®）或仿真工具（例如LTspice®）生成波特图。借助这些工具生成波特图，您就可以快速判断设计的电路是否能够满足动态控制行为要求。

作者简介

围观 11

作者：MEGHANA MANAVAZHI

随着服务器和数据中心在全球范围内的应用日益广泛，对稳定高效电源的需求越来越强烈，以应对不断增加的功耗。由于需要更多的集成中央处理单元、图形处理单元和加速器来提高服务器和数据中心的计算速度，用电量一直快速增长。用电效益的提高催生了电源装置 (PSU) 的发展，以提供高能效、快速瞬态响应、高功率密度和更大的电源容量。

高能效

具有高能效的服务器 PSU 可通过减少功耗和更大程度提高电源到负载间的功率传输效率，降低运营数据中心的成本及其对环境的影响。这种能力使数据中心能够满足日益严格的能效标准（例如 80 Plus），在各种负载范围内实现高于平均水平的钛金级能效，并向环境排放更少的二氧化碳。

快速瞬态响应

在服务器电源应用中，在不断变化的负载和输入瞬态情况下，具有快速瞬态响应有助于实现稳定可靠的系统运行。此外，系统需要满足服务器电源原始设备制造商更严格的瞬态响应规格：在 2.5A/µS 至 5A/µS 之间实现 80% 至 100% 的负载跳跃。图 1 说明了这些参数。

图 1：瞬态响应参数

更高的功率密度和更大的电源容量

服务器和数据中心的功耗不断增长，因此需要更大的电源容量。通过在更小的空间内提供更大的电源容量，氮化镓 (GaN) 等电源技术可实现更小巧的电源。为了在电源系统中实现高功率密度和缩减整个系统的物料清单，使用实时微控制器 (MCU) 控制高开关频率至关重要。

攻克服务器 PSU 的设计挑战

为了实现上述优势，服务器 PSU 制造商面临几项设计挑战，例如

实现复杂的电源拓扑，例如图腾柱无桥功率因数校正和控制算法，包括零电压开关、零电流开关、同步整流时序和具有混合迟滞控制的电感-电感-电容谐振直流/直流转换。
启用实时控制性能，加快控制回路的执行。
在采用 GaN 和碳化硅 (SiC) 等宽带隙功率器件时减少功耗，同时保持更高的开关频率。

为了满足服务器 PSU 系统对电源效率和功率密度不断增长的要求，实时 MCU 需具有几个关键特性，例如低延迟信号链、高脉宽调制 (PWM) 灵活性和分辨率、高控制环路速度和高开关频率。图 2 显示了一个示例 PSU 框图。

图 2：具有交流/直流和直流/直流级的服务器电源典型双控制器架构

TMS320F280039C C2000Tm 实时 MCU 提供上述所有特性，还可帮助满足或减少服务器 PSU 的设计预算。它们将继续通过灵活和创新的功能改进集成的实时信号链（检测、处理和控制）。图 3 显示了 F28003x 系列。

图 3：F28003x MCU 扩展了 C2000 实时 MCU 产品组合

高精度检测

F280039C MCU 通过其集成式模拟元件（包括多个可灵活管理转换启动、具有 11 个有效位数和一个后处理块的 4MSPS 模数转换器），实现了服务器 PSU 的高能效和快速瞬态响应。MCU 还集成了具有优化电源控制功能的快速模拟比较器，具有例如消隐、延迟触发、峰值电流模式控制和斜率补偿特点，可实现精确的功率转换。

高性能处理

F280039C 基于 32 位数字信号处理器架构并结合了控制律加速器，可提供超过 240MIPS 的实时性能，具有浮点单元和三角函数加速器等特性，可实现更高的功率密度和高瞬态响应，能够处理复杂的对时间要求严格的计算。

灵活的高分辨率控制

在大功率服务器 PSU 系统中，即使在高频下，实现更大的电源容量并保持相位间同步也至关重要。F280039C 提供 150ps 分辨率的 PWM 通道，具有谷底开关、延迟触发、死区时间调整和全局重新加载等功能，可以精确控制复杂的电源拓扑和控制算法。集成的可配置逻辑块进一步增强了 PWM 的灵活性，并无缝衔接 GaN 技术来实现高功率密度。

C2000 实时 MCU 在服务器 PSU 系统中的其他优势

除了电源管理和快速实时控制的趋势外，F280039C MCU 还可以满足服务器 PSU 的几项其他热点要求：

在线固件更新可以在不中断电源的情况下无缝切换到新固件，并通过具有多个闪存选择的多组型号和更快的闪存组擦除时间，更大限度降低软件开销。
通信接口从 PMBus 转到控制器局域网 (CAN) 总线（以及可能的 CAN-FD），可实现更快速度、更高数据速率和可靠的主机通信。
通过加密功能（例如高级加密标准、安全启动和安全 JTAG 协议）实现安全性，可在这个更加互联的世界中保护代码和数据免受外部攻击，解决业界担忧。

结语

F280039C MCU 在 C2000 MCU 平台上进行了扩展，提供集成功能，可帮助您实现高级实时控制，同时降低物料清单成本。F28003x MCU 系列通过解锁 GAN 和 SiC 等宽带隙技术的全部潜力，实现了更高能效、更高功率密度以及更快响应时间，与这些技术相得益彰。简便易用的软件可加快服务器 PSU 设计人员的开发速度。

其他资源

查看以下可加速开发的参考设计：

来源：TI
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围观 45

本视频Maxim Integrated TTS部门的应用工程师侯广琦将为您介绍在高温高功率DCDC电源设计中对散热的考虑，以及Maxim的相关解决方案。

围观 44

对于单极性开关变压器，由于磁芯工作于磁滞回线的半区，所以磁芯损耗约为双极性开关变压器的一半。变压器总损耗为总铜耗与磁芯损耗之和。

MOSFET开关管工作的最大占空比Dmax：

式中：Vor为副边折射到原边的反射电压，当输入为AC 220V时反射电压为135V；VminDC为整流后的最低直流电压；VDS为MOSFET功率管导通时D与S极间电压，一般取10V。

变压器原边绕组电流峰值IPK为:

式中：η为变压器的转换效率；Po为输出额定功率，单位为W。

变压器原边电感量LP:

式中：Ts为开关管的周期(s)；LP单位为H。

变压器的气隙lg:

式中：Ae为磁芯的有效截面积(cm2)；△B为磁芯工作磁感应强度变化值(T)；Lp单位取H，IPK单位取A，lg单位为mm。

变压器磁芯

反激式变换器功率通常较小，一般选用铁氧体磁芯作为变压器磁芯，其功率容量AP为

式中：AQ为磁芯窗口面积，单位为cm2；Ae为磁芯的有效截面积，单位为cm2；Po是变压器的标称输出功率，单位为W；fs为开关管的开关频率；Bm为磁芯最大磁感应强度，单位为T；δ为线圈导线的电流密度，通常取200～300A/cm2，η是变压器的转换效率；Km为窗口填充系数，一般为0.2~0.4；KC为磁芯的填充系数，对于铁氧体为1.0。

根据求得的AP值选择余量稍大的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减少漏感。

变压器原边匝数NP：

式中：△B为磁芯工作磁感应强度变化值(T)，Ae单位为cm2，Ts单位为s。

变压器副边匝数Ns：

式中：VD为变压器二次侧整流二极管导通的正向压降。

功率开关管的选择

开关管的最小电压应力UDS

一般选择DS间击穿电压应比式(9)计算值稍大的MOSFET功率管。

绕组电阻值R：

式中：MUT为平均每匝导线长度(cm)；N为导线匝数；

为20℃时导线每cm的电阻值(μΩ)。

绕组铜耗PCU为：

原、副边绕组电阻值可通过求绕组电阻值R的公式求出，当求原边绕组铜耗时，电流用原边峰值电流IPK来计算;求副边绕组铜耗时，电流用输出电流Io来计算。

磁芯损耗

磁芯损耗取决于工作频率、工作磁感应强度、电路工作状态和所选用的磁芯材料的性能。对于双极性开关变压器，磁芯损耗PC：

式中：Pb为在工作频率、工作磁感应强度下单位质量的磁芯损耗(W/kg); Gc为磁芯质量(Kg)。
对于单极性开关变压器，由于磁芯工作于磁滞回线的半区，所以磁芯损耗约为双极性开关变压器的一半。变压器总损耗为总铜耗与磁芯损耗之和。

来源：21ic电子网

围观 36

LED大家都知道，那么你知道LED驱动电源设计的一些知识吗?针对于设计LED电源的工程师来说，电磁干扰问题应该是一直存在于设计中的一个关键问题，熟悉电源电路设计的朋友们都知道，在LED电源的设计过程中，电磁干扰EMI是个不小的难题，那么如何能解决这个问题?

文章从硬件着手，介绍了三大抗干扰措施。

首先我们来看一下能够影响到EMI/EMC的几个因素：驱动电源的电路结构;开关频率、接地、PCB设计、智能LED电源的复位电路设计。

由于最初的LED电源就是线性电源，但是线性电源在工作时会以发热的形式损耗大量能量。线性电源的工作方式，使他从高压变低压必须有将压装置，一般的都是变压器，再经过整流输出直流电压。虽然笨重，发热量大，优点是，对外干扰小，电磁干扰小，也容易解决。而现在使用比较多的LED开关电源，都是以 PWM形式的LED驱动电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态。在导通时，电压低，电流大;关断时，电压高，电流小，因此功率半导体器件上所产生的损耗也很小。缺点比较明显的是，电磁干扰(EMI)也更严重。

LED电源的电磁兼容出现问题一般是开关电路的电源中。而开关电路是开关电源的主要干扰源之一。开关电路是LED驱动电源的核心，开关电路主要由开关管和高频变压器组成。它产生的du/dt具有较大幅度的脉冲，频带较宽且谐波丰富。

这种高频脉冲干扰产生的主要原因是：开关管负载为高频变压器初级线圈，是感性负载。导通瞬间，初级线圈产生很大的涌流，并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压;断开瞬间，由于初级线圈的漏磁通，致使部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈，电路中形成带有尖峰的衰减振荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰。高频脉冲产生更多的发射，周期性信号产生更多的发射。在LED电源系统中，开关电路产生电流尖峰信号，而当负载电流变化时也会产生电流尖峰信号。这就是电磁干扰根源之一。

基本上在所有电磁干扰问题的题目中，主要是因为不适当的接地引起的。有三种信号接地方法：单点、多点和混合。在开关电路频率低于1MHz时，可采用单点接地方法，但不适宜高频;在高频应用中，最好采用多点接地。

混合接地是低频用单点接地，而高频用多点接地的方法。地线布局是关键，高频数字电路和低电平模拟电路的接地电路尽不能混合。可以说适当的印刷电路板(PCB)布线对防止EMI是至关重要的。

在LED电源中，有不少智能LED电源采用单片机控制，并且有的LED电源采用单片机控制开关电路的占空比，单片机的看门狗系统对整个LED电源的运行起着特别重要的作用，由于所有的干扰源不可能全部被隔离或往除，一旦进进CPU干扰程序的正常运行，那么复位系统结合软件处理措施就成了一道有效的纠错防御的屏障了。

常用的复位系统有以下两种：

①外部复位系统。外部“看门狗”电路可以自己设计也可以用专门的“看门狗”芯片来搭建。这样，假如程序系统陷进一个死循环，而该循环中恰巧有着“喂狗”信号的话，那么该复位电路就无法实现它的应有的功能了。

②现在越来越多的LED电源都带有自己的片上复位系统，这样用户就可以很方便的使用其内部的复位定时器了，但是，有些智能LED电源的控制电路复位指令太过于简单，这样也会存在象上述死循环那样的“喂狗”指令，使其失往监控作用。

要解决LED驱动电源的电磁干扰问题，从硬件上可从以下几个方面入手：

1.减少开关电源本身的干扰：软开关技术，在原有的硬开关电路中增加电感和电容元件，利用电感和电容的谐振，降低开关过程中的du/dt和di/dt，使开关器件开通时电压的下降先于电流的上升，或关断时电流的下降先于电压的上升，来消除电压和电流的重叠。开关频率调制技术，通过调制开关频率fc，把集中在fc及其谐波2fc、3fc… 上的能量分散到它们周围的频带上，以降低各个频点上的EMI幅值。元器件的选择，选择不易产生噪声、不易传导和辐射噪声的元器件。通常特别值得注意的是，二极管和变压器等绕组类元器件的选用。反向恢复电流小、恢复时间短的快速恢复二极管是开关电源高频整流部分的理想器件。

合理使用电磁干扰滤波器，EMI滤波器的主要目的之一，电网噪声是电磁干扰的一种，它属于射频干扰(RFI)，其传导噪声的频谱大致为10KHz~30MHz，最高可达150MHz.在一般情况下，差模干扰幅度小，频率低，所造成的干扰较小;共模干扰幅度大，频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的干扰较大。欲削弱传导干扰，最有效的方法就是在开关电源输入和输出电路中加装电磁干扰滤波器。LED电源一般采用简易式单级EMI滤波器，主要包括共模扼流圈和滤波电容。EMI滤波器能有效抑制开关电源适配器的电磁干扰。

2.通过切断干扰信号的传播途径来减少电磁干扰问题：第一种情况是电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除。一个合理有效的开关电源EMI滤波器应该对电源线上差模和共模干扰都有较强的抑制作用。改善PCB板的电磁兼容性设计PCB是LED电源系统中电路元件和器件的支撑件，它提供电路元件和器件之间的电气连接。随着电子技术的飞速发展，PCB的密度越来越高。

PCB设计的好坏对LED电源系统的电磁兼容性影响很大。实践证实，即使电路原理图设计正确，印刷电路板设计不当，也会对LED电源系统的可靠性产生不利影响。PCB抗干扰设计主要包括PCB布局、布线及接地，其目的是减小PCB的电磁辐射和PCB上电路之间的串扰。还有，一般变压器电磁干扰引发的交流声频率一般为50HZ左右，而地线布线不当导致的交流声，由于整流电路的倍频作用频率约为100HZ，仔细区分还是可以察觉的。因此，在设计印刷电路板的时候，应留意采用正确的方法，遵守PCB设计的一般原则，并应符合抗干扰的设计要求。

3.主动大幅增强受干扰体的抗干扰能力：在LED电源系统中输进/输出也是干扰源的传导线，和接收射频干扰信号的拾检源，我们设计时一般要采取有效的措施：采用必要的共模/差模抑制电路，同时也要采取一定的滤波和防电磁屏蔽措施以减小干扰的进进。在条件许可的情况下尽可能采取各种隔离措施(如光电隔离或者磁电隔离)，从而阻断干扰的传播。防雷击措施，室外使用的LED电源系统或从室外排挤引进室内的电源线、信号线，要考虑系统的防雷击题目。常用的防雷击器件有：气体放电管、TVS(Transient Voltage Suppression)等。气体放电管是当电源的电压大于某一数值时，通常为数十V或数百V，气体击穿放电，将电源线上强冲击脉冲导进大地。TVS可以看成两个并联且方向相反的齐纳二极管，当两端电压高于某一值时导通。其特点是可以瞬态通过数百乃上千A的电流。

通过本文我们可以总结出针对于LED电源EMC/EMI的主要几个控制技术是：电路措施、EMI滤波、元器件选择、屏蔽和印制电路板抗干扰设计等。如果能正确合理的对这些问题进行解决，顺利通过3C认证，不是问题！以上就是LED驱动电源设计的一些解析，希望能给大家帮助。

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