电源设计

电源设计是指创建和配置用于提供电能的电源系统的过程。这个过程涵盖了从电源类型的选择、设计、建造、测试和维护的各个方面,以确保电子设备、系统或电路能够稳定、可靠地运行。

随着物联网设备越来越多地用于工业设备、家居自动化和医疗应用中,通过减小外形尺寸、提高效率、改善电流消耗,或者加快充电时间(对于便携式物联网设备)来优化这些设备的电源管理的压力也越来越大。所有这些都必须以小尺寸实现,既不能影响散热,也不能干扰这些设备实现无线通信。

物联网应用领域存在多种表现形式,它通常是指一种智能联网电子设备,可能由电池供电,并将预先计算的数据发送给基于云的基础设施。它利用嵌入式系统集合体(例如处理器、通信IC和传感器)来收集、响应数据,并将数据发送回网络的中心位置或其他节点。这可以是任何东西,例如简单的温度传感器,用于向中央监控区域报告室温,或者设备健康监测器,用于跟踪监测价格高昂的工厂设备的长期健康状况。

最终,开发这些设备是为了解决特定挑战,无论是为了自动执行通常需要人工干预的任务,比如家居或楼宇自动化,还是在工业物联网应用中提高设备的可用性和使用寿命,如果考虑在基于架构的应用(例如桥梁)中实现状态监控应用,甚至可以提升安全性。

应用示例

物联网设备的应用领域几乎没有止境,每天都会考量新的设备和使用情况。基于智能发射器的应用收集有关其所处环境的数据,以做出控制温度、触发警报或自动执行特定任务的相关决策。此外,煤气表和空气质量测量系统这类便携式仪器可以通过云向控制中心提供准确的测量结果。GPS跟踪定位系统是另一种应用,例如可以通过智能耳标追踪集装箱牲畜(例如奶牛)。这些只是云连接设备中的一小部分,其他领域包括可穿戴医疗健康应用和基础设施检测应用。

工业物联网应用是一个重要的增长领域,它是以智能工厂为中心的第四次工业革命的一部分。许多物联网应用最终都在尝试尽可能实现工厂自动化,无论是通过使用自动导引车(AGV)、智能传感器(例如RF标签或压力表),或者是部署在工厂周围的其他环境传感器。

ADI认为,物联网主要侧重五大领域:

智能健康——支持临床水平和消费者应用的生命体征监测应用。

智能工厂——侧重于通过提高工厂的快速响应能力、使工厂更灵活、更精简,以构建工业4.0。

智能楼宇/智慧城市——利用智能传感技术来执行楼宇安全、车位占用检测,以及实施温度和电气控制。

智能农业——利用现有技术实现自动化农业并提升资源利用效率。

智能基础设施——基于状态监控技术来监测移动和结构健康。

物联网设计挑战

在不断发展的物联网应用领域,设计人员面临哪些主要挑战?这些设备或节点大多数是在事后安装的,或安装在难以接近的位置,因此无法为其供电。这意味着需要完全依赖电池和/或能量收集方式供电。

在大型工厂周围传输电力可能成本高昂。例如,假设要为工厂中的偏远物联网节点供电。如果通过部署新电缆为该设备供电,不仅实施成本高昂,而且极为耗时,所以一般都会选择使用电池或能量收集方式为这些偏远节点供电。

依赖电池供电就需要遵循严格的功率预算,以确保尽可能延长电池寿命,这必然会影响设备的总拥有成本。使用电池的另一个缺点就是在电池报废之后需要更换电池。这包括电池本身的成本,以及更换电池和弃置旧电池的高额人力成本。

另外还要考虑电池的成本和尺寸,这往往会导致对电池过度设计,以确保其拥有足够容量,从而满足电池的使用寿命要求,一般是要求超过10年。但是,过度设计会额外增加电池的成本和尺寸,因此,我们不仅要优化功率预算,还要尽可能减少能源使用,使电池尺寸足够小,同时仍能够满足设计要求。
为了方便讨论,我们将物联网应用中的电源分为以下三种情况,这些电源可以单独使用,或根据应用需要组合使用。

  • 使用不可充电电池(原电池)的设备

  • 需要使用可充电电池的设备

  • 利用能量收集来提供系统电源的设备

原电池应用

大家都知道各种不同的原电池应用,这些也称为不可充电电池应用。主要用于偶尔需要用电的应用,也就是说,设备偶尔通电,然后重新进入深度睡眠模式,所以耗电很少。使用原电池供电的主要优势在于:它提供高电能密度,设计简单(因为无需包含电池充电/管理电路),以及成本较低(因为电池更便宜,所需的电子器件更少)。它们非常适合低成本、低功耗的放电应用,但是,因为这些电池的寿命有限,所以不太适合功耗略高的应用,而更换电池会产生额外的电池成本以及更换电池的人工成本。

想象一下拥有许多节点的大型物联网装置。当您请技术人员现场更换一台设备的电池时,通常会一次性更换所有电池,以节省人工成本。毫无疑问,这是一种浪费,只会加剧全球浪费问题。更重要的一点,不可充电电池只提供了最初制造电池所用电量的2%。约98%的电量浪费使得这种电源的经济效益非常低。

显然,它们在基于物联网的应用中确有一席之地。相对较低的初始成本使其非常适合低功耗应用。它们提供多种类型和尺寸选择,而且无需使用额外的电子器件来进行充电或管理,所以是简单的解决方案。

从设计角度来看,关键挑战在于如何充分利用这些小型电源提供的电力。为此,我们需要花费大量时间来制定功率预算计划,以确保尽量延长电池的使用寿命,设计目标一般是10年。

对于原电池应用,我们可以考虑使用微功耗产品系列中的两款产品:LTC3337 微功耗库仑计数器和 LTC3336 微功耗降压稳压器,如图1所示。

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图1.LTC3337和LTC3336应用电路。

LTC3336是一款低功耗DC-DC转换器,输入电压可高达15 V,峰值输出电流可编程。输入可以低至2.5 V,因此非常适合电池供电应用。在空载状态下调节时,静态电流可能非常低,仅65 nA。随着DC-DC转换器不断改进,可轻松设置并用于新设计中。输出电压可根据OUT0至OUT3引脚的连接方式进行编程设置。
LTC3336的配套器件是LTC3337,这是一款微功耗原电池健康状态监视器和库仑计数器。这是另一款可轻松用于新设计的产品,只需按照峰值电流要求(在5 mA至100 mA范围内)连接IPK引脚。根据选定的电池进行一些计算,然后填入基于选择的峰值电流推荐的输出电容,具体参见数据手册。


最终,为功率预算有限的物联网应用找出合适的配套设备。这些产品能够准确监测原电池的电量使用情况,并将输出高效转换为可用的系统电压。

可充电电池应用

现在,我们来看看可充电应用。对于需要更高功率或更高放电的物联网应用,原电池更换频率显然不合适,可充电电池将是一个不错的选择。电池的初始成本以及充电电路使可充电电池应用的成本更高,但在需要频繁放电和充电的高放电应用中,这种成本是合理的,很快能实现回本。

根据所使用的化学物质,可充电电池应用的初始电量可能比原电池低,但从长远来看,效率更高,总体来说,浪费更少。根据电力需求,还可以选择电容或超级电容存储,但它们更多用于短期后备存储。

根据所使用的化学物质,电池充电涉及几种不同的模式和工作特性。例如,图2中显示的锂离子电池的充电特性曲线。底部为电池电压,纵轴表示充电电流。

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图2.充电电流与电池电压的关系。

当电池严重放电时,如图2左侧所示,充电器需要具有足够智能,让电池进入预充电模式,使电池电压缓慢增加到安全水平,然后进入恒流模式。在恒流模式下,充电器将设定的电流输入电池,直到电池电压升至设定的浮充电压。

设定的电流和电压均取决于所用的电池类型,充电电流受充电速率和所需的充电时间限制,浮充电压则基于保持电池安全的阈值。系统设计人员可以根据系统需要,通过稍微降低浮充电压来帮助延长电池的使用寿命,与针对电源的考量一样,就是进行权衡和取舍。达到浮充电压之后,充电电流会降至零,并且会根据终止算法使该电压保持一段时间。

图3显示了3电池应用随时间变化的行为特性曲线。红色线条表示电池电压,蓝色线条表示充电电流。它在恒流模式下启动,最高电流达2 A,直至电池电压达到12.6 V恒压阈值。充电器在终止定时器定义的时长内保持此电压,在本例中,时长为4个小时。许多充电器产品都支持编程设置该时间。

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图3.充电电压/电流与时间的关系。

图4显示了一个不错的多功能降压型电池充电器( LTC4162)示例,它可以提供高达3.2 A充电电流,适合用于多种应用,包括便携式仪器仪表和需要更大电池或电池组的应用。它也可用于从太阳能充电。

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图4.LTC4162:3.2 A降压型电池充电器。

能量收集应用在使用物联网应用和其电源时,另一个可以考虑的选项是能源收集。当然,对于系统设计人员来说,需要考虑多方面因素,但免费能源的吸引力不能低估,尤其是电源要求不太严格且安装位置不能触及(即技术维修人员接触不到)的应用。

有许多不同的能源可供选择,也并非一定是户外应用才使用这种方式。太阳能以及压电或振动能量、热电能,甚至RF能量都是可以收集的(虽然其功率电平很低)。图5显示使用不同收集方法时相应的电能水平。

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图5.能源和可用于各种应用的大致电能水平。

至于缺点,与之前讨论的其他电源相比,其初始成本更高,因为需要使用收集元件,例如太阳能电池板、压电接收器或珀尔帖效应元件,以及电能转换IC和相关的使能组件。另一个缺点是解决方案的整体尺寸更大,特别是与纽扣电池这样的电源相比。使用能量收集器和转换IC时,很难实现小型解决方案。

在效率方面,管理低电能水平也是一个难题。因为许多电源都是交流电源,所以需要整流。我们使用二极管来实现整流。设计人员必须考虑其本身特性导致的电能损失。在增大输入电压的情况下,这种影响会减弱,但并非始终如此。

大多数能量收集讨论中使用的器件来自 ADP509x 产品系列和 LTC3108,它支持广泛的能量收集来源,提供多条电源路径和可编程充电管理选项,可以提供极高的设计灵活性。可以使用多种能源为ADP509x供电,但也可以从电源中提取电能,用于为电池充电或为系统负载供电。从太阳能(室内和室外)到热电发电机(从可穿戴应用的人体热量或发动机热量中提取热能),任何能量来源都可用于为物联网节点供电。此外还可以从压电电源中获取电能,这增加了另一层灵活性,也是一种很不错的方式,(例如)可以从运行的电机中提取电能。

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图6.能量收集应用中 ADP5090 的功能框图。

另一个能够通过压电电源供电的器件是 ADP5304,它以较低的静态电流(空载状态下一般为260 nA)运行,非常适合低功耗能量收集应用。数据手册中展示了一个典型的能量收集应用电路(参见图7),该电路由压电电源供电,用于为ADC或RF IC供电。

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图7.ADP5304压电电源应用电路。

电能管理在讨论功率预算有限的应用时,还应当考虑电能管理。在查看不同的电源管理解决方案之前,首先要针对应用执行功率预算计算。这个步骤很重要,可以帮助系统设计人员了解系统中使用的重要组件,以及它们分别需要多少电能。这会影响他们的决定,是选择原电池、可充电电池、能量收集,还是将这些选项组合使用。

在研究电能管理时,物联网设备收集信号并将其发送回中央系统或云端的频率是另一个重要因素,它对整体功耗有很大影响。一种常见手段是调整电源使用的占空比,或者延长唤醒设备使其收集和/或发送数据的时间间隔。

在尝试管理系统电能使用情况时,对每个电子设备使用待机模式(如果提供)也是一种非常有用的工具。

结论

与所有电子应用一样,尽早考虑电路的电源管理部分很重要。这在电源受限的应用(例如物联网)中更加重要。在设计阶段尽早制定功率预算有助于系统设计人员确定有效的路径和合适的设备,以应对这些应用带来的挑战,同时仍能够以小尺寸解决方案实现高能效。

来源:亚德诺半导体

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围观 40

Q:是否可以利用5 V、12 V或24 V输入生成紧凑的超低噪声幻像电源 (48 V)?

A:可以,需要使用一个简单的升压转换器、一个滤波器电路来降低EMI,通过一个小技巧则可实现小尺寸。

专业级电容麦克风需要使用48 V电源为内部电容传感器充电,以及为内部缓冲器供电,以提供高阻抗传感器输出。该电源的电流很低,一般只有几mA,但因为麦克风的输出电平非常低,并 且缓冲器本身的电源波纹抑制性能不佳,因此要求电源必须具有极低的噪声。此外,幻像电源不得将EMI注入相邻的低电平电路,这是紧凑型产品始终需要解决的一大挑战。

我们可以使用LT8362升压转换器构建一个高性能电源,该转换器采用60 V、2 A开关,工作频率最高可达2 MHz,且采用3 mm × 3 mm小型封装。下面的电路基于标准的LT8362演示板 DC2628A, 其原理图如图1所示。

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图1. 用于构建幻像电源的演示电路DC2628的原理图。

该演示板上的输入EMI滤波器能够借助与输入串联的开关电感器,有效过滤高频率噪声。在输出端,情况则没有这般理想。输出EMI滤波器能够有效抑制MHz区域的噪声,但对音频区域的噪声没什么效果。这些噪声主要由反馈环路中的30×增益引起,这会放大LT8362的基准电压源噪声。

消除这些噪声的方法之一是在输出端增加电容。只要增加足够电容就有效,但对于48 V输出,实际电容的最低工作电压为63 V,这意味着所需的电容既大又昂贵。

第二种方法是将LT8362 输出增大1 V或2 V,并在输出端增加一个LDO稳压器。这需要采用高压LDO稳压器,其成本一般高于低压稳压器。此外,虽然这些稳压器在低输出电压下具有低噪声,但是使用基准电压的器件 也会遇到与LT8362一样的基准电压源噪声倍增问题。

第三种方法是:因为麦克风输出的灵敏性并非高度依赖电源电压,所以无需对幻像电源实施完全调节。这意味着,我们可以将一些电阻与输出电容串联,以提升其有效性;但是,这只能在一定程度上减小高压电容的尺寸。

比较好的方法是让输出电容看起来比实际大。我们可以使用一种称之为电容倍增的传统方法来实现。在图2的灰色阴影部分可看到这个简单电路。

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图2. 与图1所示的电路相同,但输出端配有电容倍增器(灰色)来抑制开关稳压器产生的音频噪声。

其中,100 μF电容控制基极电流的波纹,所以其对集电极电流的影响会以NPN晶体管的beta值放大。影响非常显著。图3a显示LT8362电路在C4(滤波之前)处的输出,负载为1 kΩ (50 mA)。

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图3.滤波之前和之后。(a)在C4处(滤波之前)测量时,升压稳压器输出的噪声含量约为0.2%。(b) 滤波之后,输出的噪声含量明显减少,为0.002%。

噪声约为80 mV p-p,相当于约0.2%的噪声含量。对于非关键应用,这种噪声含量可能足够,但在滤波之后,输出噪声性能明显改善,约为1 mV p-p,如图3b所示。这相当于约0.002%或20 ppm噪声含量,足以满足最严苛的应用要求。图4显示工作台设置。

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图4. 使用演示电路DC2628的干净幻像电源的工作台设置。

晶体管SBCP56-16T1G用于在低电流下实现高VCBEO (80 V) 和高β。高β让电容倍增器具备高表观电容,并且随输出电流变化保持相对恒定的压降。输出电压从2 kΩ负载时的47.8 V降低至500 Ω负载时的47.5 V,足以满足麦克风应用的要求。在没有测试噪声和稳压效果的情况下,不要替换另一个晶体管。

测试时使用16 V输入,但性能与12 V至24VIN类似。有些应用可能要求从5 V开始升压,这可以通过将LT8362的开关频率从2 MHz降至1 MHz来实现,从而实现75 ns的最小关断时间。这也要求提高L1,达到约10 μH至15 μH,并且将大容量输出电容C4加倍,以保持等效性能。

来源:亚德诺半导体

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正常运行时间是工业自动化、楼宇自动化、运动控制和过程控制等应用中保障生产力和盈利能力的关键指标。执行维护、人为失误和设备故障都会导致停机。与停机相关的维修成本和生产力损失可能非常高,具体取决于行业和事件的性质。与维护和人为失误相关的停机无法避免,但大多数与设备相关的故障是可以预防的。本文重点介绍由电源故障引起的停机,以及如何在设备的电源系统中使用现代保护IC来防止发生电源故障。

系统电源保护概述

电源系统会受到许多电应力因素和故障的影响。沿着电气路径,雷击或电感性负载切换导致的电压浪涌和瞬变、存储电容的初始充电导致的冲击电流、接线错误或线束意外短路导致的反向电压、过流和过热,都可能造成性能退化或不可逆转的损害。有必要在负载周围建立一个保护范围,以处理这些潜在的灾难性事件。本文将讨论一些常见术语、电源故障类型、可用的传统解决方案及其挑战,以及现代保护IC及其优势。

常用术语

除了分立解决方案,还有许多提供单一功能保护的集成解决方案。例如

  • 浪涌保护器(或过压保护器)提供防浪涌电压保护;

  • 热插拔控制器(或冲击限制器)可以防范冲击电流影响;

  • ORing控制器(或理想二极管控制器)可以防止反向电压并提供电源分配;

  • 电子熔断器(或限流器)可以防止短路或过载;

  • 功率限制器/负载开关/USB开关/电源选择器为具有多个输入电源或多个负载的系统提供管理和控制功能。

图1展示了这些产品,均可用于提供系统电源保护。然而,它们仅提供部分解决方案来保护系统免受电压、电流或温度故障的影响。因此需要一个整体解决方案来提供完整、全面的系统电源保护。

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图1.各种单功能保护解决方案

需要提供系统电源保护的应用

图2展示了一个通用系统板电源分配。该板从三个独立的输入电源接收电力,为一个大保持电容充电,产生自用电路板电源,并将电力传送给两个后续外围设备。此系统板的输入端和输出端均需要多种电源保护和配电功能。

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图2.通用系统板电源分配

在输入电源保护方面,它需要过压/欠压、电子熔断器、冲击限制和反向电压保护。如果此板由一个功率有限的电源供电,则它还需要功率限制功能。

由于该板从三个不同电源接收电力,因此需要电源ORing或电源多路复用器。电源ORing自动选择电压最高的电源为电路板供电,而电源复用允许系统选择使用哪个电源,无论其电压如何,只要它在工作范围内即可。该板还需要反向电压保护,这样较高电压的电源就不会反向驱动较低电压的电源。

现在,对于输出电源保护,该板需要限流保护以防止输出过载或连接器短路,需要反向电压保护以防止意外短接到较高电压轨。为了管理输出电源分配,该板需要负载开关、ORing和功率限制功能。

系统电源故障的三种主要类型

系统电源故障主要分为三类(见图3):电压故障、电流故障和温度故障。下面详细讨论每一种故障类型。

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图3.系统故障的三种主要类型

电压故障:由于雷击、保险丝熔断、短路、热插拔事件、电缆感应振铃等多种不同事件,输入电压可能高于和/或低于正常直流电压范围。

雷击可能导致高能浪涌电压,这通常由前端瞬变电压抑制器(TVS)和输入滤波器处理。图4总结了IEC 61000-4-4电快速瞬变规范。经过TVS和输入滤波器处理之后,系统板级的残余浪涌电压可能仍然很大,有时达到标称直流输入电压的两到三倍。

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图4.IEC 61000-4-4电快速瞬变规范

图5演示了一个短路事件,10英尺电缆末端的短暂短路导致其电压振铃并达到50.4 V峰值,是其正常电压24 VDC的两倍。电压还振铃下降到约11 V。一个鲁棒的系统在整个振铃过程中会继续运行而不会中断,至少会不受损害地幸存下来。类似的电压振铃可能发生在感性负载切换事件期间,发生在热插拔事件期间(例如将一个带有放电电容的卡插入带电背板),或发生在系统中其他地方出现保险丝熔断的时候。

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图5.短暂短路后的电缆振铃

系统接线错误很罕见,但仍可能发生。例如,在机架安装系统中,人们可能会反向插入卡或电源线极性连接错误。当输入电压突然下降(输入短路或低电平振铃)时,输出电容现在处于较高电位,会导致反向电压状况。当输出突然短接到较高电压轨(例如在集束电缆中)时,也会发生反向电压状况。虽然输入反向电压故障很少见,但一旦发生,就可能造成代价高昂的系统损坏。

电流故障:输出过载和短路是两种明显的电流故障。当系统超容量运行时,就会触发过流加载。至于短路,这可能是由电路板上的故障元件引起。如果有人不小心将扳手掉到电源连接器上或落入电缆束中,可能会发生严重短路事件。未受保护的电路板可能会遭受永久性损坏,更糟糕的是可能着火。

将带有放电电容的电路板插入带电背板时,会涌入一股电流为电容充电。不加控制时,此冲击电流遵循以下方程:

I = CdV/dt

其中:

I = 冲击电流

C = 电容

dV/dt = 电容电压随时间的变化率

如果将放电电容(0 V)插入24 V带电背板,这种情况下的dV/dt是瞬时的(无限大),转换为I = 无限大。如果没有冲击控制,这种非常高的电流尖峰会损坏连接器,熔断保险丝,并导致背板电压振铃。

当发生反向电压事件时,反向流动的电流可能造成系统严重损坏。图6展示了冲击/短路电流和反向电流。

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图6.冲击/短路电流和反向电流

温度故障:如果设计得当,系统应能正常运行而不会出现温度故障。但是,某种初始故障状况(例如长时间过载情况、系统风扇失效或失灵、系统进气口/排气口意外阻塞或房间空调失效)可能会触发温度故障。

为防止系统受损和潜在的火灾相关问题,当系统或其元器件之一的温度达到危险水平时,过温保护会关断系统。与过温关断相比,热保护更智能。在运行期间,当某种初始故障导致温度升高到正常值以上时,热保护会向系统提供警告和处理方案。例如,系统可以选择去除非关键负载,以较低开关速度运行,从而降低功耗。这样,系统可以较低的性能运行,避免过热关断,直至初始故障得到解决。

未提供保护的系统影响和设计挑战

所有电气系统都会遇到电压、电流和热故障,因此在设计验证测试阶段,忽视保护功能可能会阻碍系统设计顺利完成。事实上,更糟糕的情况是工厂车间的生产线关停。全面保护设备免受故障损害的保护电路很有用,可尽量延长系统正常运行时间。

系统工程师若要全面保护其产品,必须解决一些设计挑战。分立或部分IC实现方案需要许多外部元件。图7展示了一个使用40个分立元器件的完整系统电源保护解决方案。元器件的容差叠加分析起来很繁琐。随着时间推移,无论是验证和确保其性能,还是实现系统精度以及对故障做出快速响应,都很困难。使用多个元器件的结果是解决方案尺寸很大。由于系统平均无故障时间(MTBF)很低,拥有成本很高。

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图7.一个系统电源保护电路使用了40个分立元器件

简化系统保护

使用分立电路或部分IC实现保护的传统方法在过去可能效果不错,但它不适应现代系统。现代系统的电路板空间更小,开发时间更短,开发预算紧张。鉴于这种转变,更适合现代系统的保护解决方案是什么?它应是高集成度保护IC(见图8),需要集成场效应晶体管(FET)、电流检测/限流、功率限制、热保护和欠压/过压保护。此外,满足国际电工委员会(UL/IEC)安全要求的全集成式保护IC更胜一筹。更高的集成度与安全认证相结合,可为现代系统提供可靠保护。

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图8.单芯片高集成度解决方案

保护IC示例和关键工作概念

ADI 的MAX17613和MAX17526是符合现代系统要求的保护IC范例。

MAX17613(图9)是一款60 V/3 A保护IC,具备所有关键元器件和特性,例如正向和反向FET、可编程电流检测、热保护、可编程欠压闭锁(UVLO)和过压闭锁(OVLO),这些全都集成在单个IC中。它还有一个CLMODE引脚,用于选择IC对电流故障的响应模式——连续、闭锁还是自动重试模式。

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图9.高集成度60 V/3 A保护IC

MAX17526(图10)是一款60 V/6 A保护IC,同时也是一款全集成式IC。此外,它还具有先进的保护特性,例如功率限制和热控电流折返。

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图10.具有功率限制的高集成度60 V/6 A保护IC

现在,让我们以MAX17526为例详细考察几个关键特性。如图11所示,MAX17526测量系统消耗的电流,并使用SETI引脚将其报告给系统控制器。电阻RSETI可以调整,以根据系统要求对限流水平进行编程。

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图11.MAX17526的限流设置和监控功能

图12展示了MAX17526的限流功能以及它如何控制系统上电期间的冲击电流。一个1000 µF大电容以受控方式充电,左侧充电电流为电流限值的1.0倍,右侧充电电流为电流限值的2.0倍,而电压源不会崩溃。

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图12.冲击电流保护

图13显示了MAX17526特有的功率限制特性,它可用于限制输入或输出功率,具体取决于节点VEXT连接到输入电压(VIN)还是输出电压(VOUT)。IC动态调整电流限值以实现对输入或输出功率的限制。

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图13.功率限制保护

图14展示了当该IC配置为限制输出功率时,功率限制特性如何将输出功率限制在10 W。

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图14.输出功率限制响应

UL/IEC安全认证

如前所述,现代系统也可以利用保护IC的所有安全合规性方面。通过UL 2367、IEC 60950或IEC 62368认证的保护IC可以简化系统级安全要求,从而降低认证相关成本并缩短认证时间,有助于加快产品上市。例如,ADI的 MAX17608 和 MAX17613 是通过UL和IEC认证的保护IC。

电源系统是所有系统或设备的关键模块。电源故障是固有的,确实会发生,但通过实施适当的电路保护,可以防止发生系统故障和设备停机,这对于当今竞争激烈的全球商业环境中的生产力和盈利能力至关重要。与传统的分立或单功能IC解决方案相比,当今的先进保护IC提供小封装、高性能、高可靠性、易于设计和认证的整体系统保护。此外,这些保护IC提供的一些先进特性使系统具备监控和诊断功能,对于当今复杂的终端设备,这类功能可以发挥重要作用。使用全集成式保护IC是能够以低成本应对代价高昂的停机时间的有效方式。

来源:亚德诺半导体

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在电源设计中,精心的布局和布线对于能否实现出色设计至关重要,要为尺寸、精度、效率留出足够空间,以避免在生产中出现问题。我们可以利用多年的测试经验,以及布局工程师具备的专业知识,最终完成电路板生产。

精心的设计的效率

设计从图纸上看起来可能毫无问题(也就是说,从原理图角度),甚至在模拟期间也没有任何问题,但真正的测试其实是在布局、PCB制造,以及通过载入电路实施原型制作应力测试之后。这部分使用真实的设计示例,介绍一些技巧来帮助避开陷阱。我们将介绍几个重要概念,以帮助避开设计缺陷和其他陷阱,以免未来需要重新设计和/或重新制作PCB。图1显示在没有进行细致测试和余量分析的情况下,在设计进入生产之后会如何造成成本急速上涨。

“图1.
图1. 生产的电路板出现问题时,成本可能急速上涨。

功率预算

您需要注意在正常情况下按预期运行,但在全速模式或不稳定数据开始出现时(已排除噪声和干扰之后)不能按预期运行的系统。

退出级联阶段时,要避免限流情况。图2所示为一个典型的级联应用:(A) 显示由产生3.3 V电源,电流最大500 mA的ADP5304 降压 稳压器(PSU1)构成的设计。为了提高效率,设计人员应分接3.3 V电轨,而不是5 V输入电源。3.3 V输出被进一步切断,以为PSU2 (LT1965)供电,这款LDO稳压器用于进一步将电压降低至2.5 V,且按照板载2.5 V电路和IC的要求,将最大输出电流限制在1.1 A。

这种系统存在一些很典型的隐藏问题。它在正常情况下能够正常运行。但是,当系统初始化并开始全速运行时——例如,当微处理器和/或ADC开始高速采样时——问题就出现了。由于没有稳压器能在输出端生成高于输入端的电压,在图2a中,用于为合 并电路VOUT1 和VOUT2 供电的 VOUT1 最大功率(P=V×I) 为1.65 W,得出此数值的前提是效率为100%,但是因为供电过程中会出现损耗,所以实际功率要低于该数值。假定2.5 V电源轨道的最大可用功率为2.75 W。如果电路试图获取这么多的功率,但这种要求得不到满足,就会在PSU1开始限流时出现不规律行为。电流可能由于PSU1而开始限流,更糟的是,有些控制器因过流完全关断。

如果图2a是在成功排除故障后实施,则可能需要更高功率的控制器。最理想的情况是使用与引脚兼容、电流更高的器件进行替换;最糟糕的情况下,则需要完全重新设计和制造PCB。如果能在概念设计阶段开始之前考虑功率预算,则可以避免潜在的项目计划延迟(参见图1)。

在考虑这一点的情况下,先创建真实的功率预算,然后选择控制器。包括您所需的所有电源电轨:2.5 V、3.3 V、5 V等。包括所有会消耗每个电轨功率的上拉电阻、离散器件和IC。使用这些值反向工作,以如图2b所示,估算您需要的电源。使用电力树系统设计工具,例如LTpowerPlanner(图3)来轻松创建支持所需的功率预算的电力树。

“图2.
图2. 避开电力树中的限流设计缺陷。

“图3.
图3. LTpowerPlanner电源树。

布局和布线

正确的布局和布线可以避免因错误的走线宽度、错误的通孔、引脚(连接器)数量不足、错误的接触点大小等导致轨道被烧毁,进而引发电流限制。下面章节介绍了一些值得注意的地方,也提供几个PCB设计技巧。

连接器和引脚接头

将图2中所示的示例的总电流扩展至17 A,那么设计人员必须考虑引脚的电流处理接触能力,如图4所示。一般来说,引脚或接触点的载流能力受几个因素影响,例如引脚的大小(接触面积)、金属成分等。直径为1.1 mm的典型过孔凸式连接引脚的电流约为3 A。如果需要17 A,那么应确保您的设计具有足够多的引脚,足以处理总体的载流容量。这可以通过增大每个导体(或触点)的载流能力来轻松实现,并保留一些安全裕度,使其载流能力超过PCB电路的总电流消耗。在本例中,要实现17 A需要6个引脚(且具备1A余量)。V CC 和GND一共需要12个引脚。要减少触点个数,可以考虑使用电源插座或更大的触点。

布线

用可用的线上PCB工具来帮助确定布局的电流能力。一盎司电轨宽度为1.27 mm的铜质PCB的载流能力约为3 A,电轨宽度为3 mm 时,载流能力约为5 A。还要留出一些余量,所以20 A的电轨的宽度需要达到19 mm(约20 mm)(请注意,本例未考虑温度升高带来的影响)。从图4可以看出,因为受PSU和系统电路的空间限制,无法实现20 mm电轨宽度。要解决这个问题,一个简单的解 决方案是使用多层PCB。将布线宽度降低到(例如)3 mm,并将这些布线复制到PCB中的所有层上,以确保(所有层中的)布线的总和能够达到至少20 A的载流能力。

“图4.
图4. 物理接触和电流处理能力。

过孔和连接

图5显示一个过孔示例,该过孔正在连接控制器的PCB的多个电源层。如果您选择1 A过孔,但需要2 A电流,那么电轨宽度必须能够携带2 A的电流,且过孔连接也要能够处理这个电流。图5所示的示例至少需要两个过孔(如果空间允许,最好是三个),用于将电流连接至电源层。这个问题经常被忽略,一般只使用一个过孔来进行连接。连接完成后,这个过孔会作为保险丝使用,它会熔断,并断开与相邻层的电源连接。设计不良的过孔后期很难改善和解决,因为熔断的过孔很难注意到,或者被其他器件遮住。

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图5. 过孔连接。

请注意关于过孔和PCB电轨的下列参数:电轨宽度、过孔尺寸和电气参数受几个因素影响,例如PCB涂层、路由层、工作温度等,这些因素最终会影响载流能力。以前的PCB设计技巧没有考虑这些依赖关系,但是,设计人员在确定布局参数时,需要注意到这些。目前许多PCB电轨/过孔计算器都可在线使用。设计人员在完成原理图设计后,最好向PCB制造商或布局工程师咨询这些细节。

避免过热

有许多因素会导致生热,例如外壳、气流等,但本节主要讲述外露的焊盘。带有外露焊盘的控制器,例如LTC3533、ADP5304、ADP2386、ADP5054等,如果正确连接至电路板,其热阻会更低。一般来说,如果控制器IC的功率MOSFET是置于裸片之中(即是整片式的),该IC的焊盘通常外露,以便散热。如果转换器IC使用外部功率MOSFET运行(为控制器IC),那么控制IC通常无需要使用外露焊盘,因为它的主要制热源(功率MOSFET)本身就在IC外部。

通常,这些外露的焊盘必须焊接到PCB接地板上才有效。根据IC的不同,也有一些例外,有些控制器会指明,它们可以连接至隔离的焊盘PCB区域,以作为散热器进行散热。如果不确定,请参阅有关部件的数据表。

当您将外露的焊盘连接到PCB平面或隔离区域时,(a)确保将这些孔(许多排成阵列)连接到地平面以进行散热(热传递)。对于多层PCB接地层,建议利用过孔将焊盘下方所有层上的接地层连在一起。

请注意,关于外露焊盘的讨论是与控制器相关。在其他IC中使用外露焊盘可能需要使用极为不同的处理方法。

结论与汇总

要设计低噪声、不会因为电轨或过孔烧毁而影响系统电路的电源,从成本、效率、效率和PCB面积大小各方面来说都是一项挑战。本文强调了一些设计人员可能会忽略的地方,例如使用功率预算分析来构建电力树,以支持所有的后端负载。

原理图和模拟只是设计的第一步,之后是谨慎的器件定位和路由技术。过孔、电轨和载流能力都必须符合要求,并接受评估。如果接口位置存在开关噪声,或者开关噪声到达IC的功率引脚,那么系统电路会失常,且难以隔离并排除故障。

来源:亚德诺半导体
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围观 42

小型化一直是电子行业的一个热点,对电源尤其重要。电源的质量通常以单位体积的功率来衡量,本文讨论了一些有助于实现小型化电源设计的注意事项。

尽量减少外部元件数量

电源通常由至少一个半导体和若干无源外部元件(如电感器、电容器和几个电阻器)组成。将元件数量减少到如图1所示,是缩小整个电源尺寸的第一步。

“图1.
图1. 经典式开关稳压器,带有一个半导体和若干无源元件。

如果需要其他功能(如可调输出电压或可调软启动时间),则无源元件的数量就会增加,从而使整个解决方案所需的空间增加。图1中的电路就是一个开关式降压变换器的例子,所需无源元件的数量已降至最少。

尽量减小外部元件尺寸

为了获得尽可能小的输出电容器和电感器尺寸,开关稳压器IC必须具有尽可能高的开关频率。输出电压的电压纹波基本上与外部元件的值和尺寸呈线性关系。例如,如果开关频率增加一倍,则实现相同输出电压纹波所需的电感值将减半。这样就可以减小设计尺寸。图2显示了 LTC3307A 开关稳压器的空间要求。由于开关频率高达3MHz,可以使用小的电感器。

“图2.
图2. 输出电流为3 A的开关模式电压转换器的空间要求。

尽可能减小开关稳压器IC的尺寸

ADI的LTC33xx平台由开关式降压变换器组成,变换时的开关频率高达5 MHz,通过LTC33xx平台为各种应用设计了专门的产品。LTC3315A 已针对空间有限的应用进行了优化,它是一个双通道变换器,在尺寸仅为1.64 mm × 1.64 mm的晶圆级芯片规模封装(WLCSP)中,每个通道可提供2 A的输出电流。另外值得一提的是MAX77324,它是一个单通道降压开关稳压器,最大输出电流为1.5 A,外壳尺寸为1.22 mm×0.85 mm。图3显示了MAX77324封装尺寸。

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图3. 一款采用极小封装的开关稳压器。

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图4. 双降压稳压器IC的封装外形,尺寸为1.64 mm × 1.64 mm。

通过集成电感器减小尺寸

减小电源电路尺寸的另一种方法是将电感器与开关稳压器IC组合起来,这种组合称为模块。通过集成,让电感器放置在半导体IC上,从而有可能减小边缘长度。通过将模块中的电感器用作热导体和散热器,还可克服另一个小型化阻碍。将电感器适当地连接到电源模块内的芯片上,可以让半导体更好地散热。特别是对于有着高输出电流的小型开关稳压器IC,散热正成为一个越来越大的问题,因为芯片的使用温度不能超过最高允许工作温度。

使用创新技术来减小电源尺寸的方法有很多。这篇关于电源管理技巧的短文就介绍了其中一些方法。小型化带来了额外的间接优势,例如由于电路板空间需求减小,成本降低,就有可能打造功能性更高的技术设备,从而带来更大的效益,由于电子设备更小、更轻,甚至还能降低运输成本。

来源:亚德诺半导体
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围观 19

作者:Frederik Dostal,ADI 现场应用工程师

电源输出电容一般是100 nF至100 μF的陶瓷电容,它们耗费资金,占用空间,而且,在遇到交付瓶颈的时候还会难以获得。所以,如何最大限度减小输出电容的数量和尺寸,这个问题反复被提及。

输出电容造成的影响

论及此问题,输出电容的两种影响至关重要:对输出电压纹波的影响,以及在负载瞬变后对输出电压的影响。

首先,我们来看一看输出电容这个词。这些电容一般安装在电源的输出端。但是,许多电力负载(电力消耗对象),例如FPGA,都需要使用一定数量的输入电容。图1显示的是一种典型的包含负载和FPGA的电源设计。如果在电路板上,电压生成电路和耗电电路之间的距离非常短,那么电源输出电容和负载输入电容之间的界限就会变得非常模糊。

通常需要利用某种物理分隔方法来加以区分,而这会导致产生大量寄生电感(Llayout)。

“图1.
图1. ADI公司LTC3311开关稳压器,包含所连接的FPGA对应的输出电容和输入电容。

电源输出端的电容形成决定了降压型(降压)开关稳压器的电压纹波。此时,经验法则适用:输出纹波电压等于电感纹波电流 X 输出电容的电阻。

“如何最大限度减小电源设计中输出电容的数量和尺寸"

这个电阻ZCout由电容的大小和数量,以及等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)组成。如果电源输出端只有一个电容,此公式高度适用。如果是更为复杂的情况(参见图1),其中包含多个并联电容,且因为布局(Llayout)的原因产生了串联电感,那么计算不会如此简单。

“图2.使用LTspice评估系统电源输出端的不同电容。"
图2.使用LTspice评估系统电源输出端的不同电容。

“图3.使用LTpowerCAD优化开关稳压器的控制环路,以及减少输出电容的数量。"
图3.使用LTpowerCAD优化开关稳压器的控制环路,以及减少输出电容的数量。

在这种情况下,非常适合使用LTspice®这样的模拟工具。图2所示为针对图1提到的情况快速创建的电路图。可以将不同值(包括ESR和ESL)设置给单个电容。也可以考虑板布局(例如Llayout)可能产生的影响。然后,会仿真开关稳压器输出端和负载输入端的电压纹波。

输出电容也会影响负载瞬变后的输出电压失调。我们也可以使用LTspice仿真这一影响。此时,特别需要注意的是,在某些限制范围内,电源控制环路的控制速度和输出电容的电感是相互关联的。电源控制环路的速度如果更快,那么在负载瞬变之后,只需要更少数量的输出电容即可保持在特定的输出控制窗口之内。

最后但同样重要的一点是,LTC3311-1具有自适应电压定位(AVP)。AVP可以利用输入误差电压预算并减少输出电容器的数量,此外,设计人员还可以通过增加环路带宽来实现减少输出电容的数量。

AVP在低负载条件下稍微增大输出电压,在高负载条件下稍微降低输出电压。然后,如果发生负载瞬变,则更多动态输出电压偏差都发生在允许的输出电压范围内。

建议使用ADI公司的LTpowerCAD®来找出哪些控制环路可以优化,以及可以减少多少个输出电容。图3所示为计算控制速度的屏幕截图。其中显示了在负载瞬变后计算得出的电压过冲。可以通过改变输出电容、调节开关稳压器控制环路的速度来进行优化。

确定正确的参数后,即可减少电源中输出电容的数量,如此可以节省资金和板空间,我们建议大家使用这个开发步骤。

作者简介

Frederik Dostal曾就读于德国埃尔兰根大学微电子学专业。他于2001年开始工作,涉足电源管理业务,曾担任各种应用工程师职位,并在亚利桑那州凤凰城工作了4年,负责开关模式电源。他于2009年加入ADI公司,并在慕尼黑ADI公司担任电源管理现场应用工程师。

围观 23

作者:ADI公司现场应用工程师Frederik Dostal

本文介绍如何利用波特图来快速评估您的电源设计是否满足动态控制行为要求。电源通常通过控制环路保持固定的输出电压。这个控制环路可能稳定,也可能不稳定;可以快速调节,也可以慢速调节。在大多数情况下,都可以使用波特图来描述控制环路。通过使用波特图,您可以查看控制环路的速度,特别是其调节稳定性。

“图1.使用控制环路(以绿色显示)来调节其输出电压的开关稳压器示例"
图1.使用控制环路(以绿色显示)来调节其输出电压的开关稳压器示例

图1所示是采用降压拓扑的典型开关稳压器。它将较高的输入电压转换为较低的输出电压。目标是尽可能准确地调节输出电压VOUT。为此,通过反馈(FB)引脚将控制环路集成到电路中。它可以检测到VOUT的电压变化。控制环路应能够快速响应,以便始终尽可能准确地调节VOUT。每当输入电压或负载电流发生变化时,都必须重新调节输出电压。

“图2.显示控制环路增益的波特图(约80
图2.显示控制环路增益的波特图(约80 kHz时,达到0 dB交越点)

图2所示为波特图中控制环路的增益曲线,其中提供了两条重要信息。可以得到增益等于1(即0 dB)时的频率。对于图2所示的控制环路,这个所谓的交越频率出现在约80 kHz处。根据经验,此频率不得超过开关模式电源的设定开关频率的十分之一。否则,可能会导致电路不稳定。图中显示的第二条重要信息是增益曲线下方的区域,即函数积分。直流增益和交越频率越高,控制环路就能更好地让输出电压保持恒定。

“
图3.控制环路的相位曲线,相位裕量为60°

图3显示波特图中的相位曲线。从该图中可以读取的最重要的参数值是相位裕量。通过这个数值可以判断控制环路的稳定性。相位裕量可以从增益图中的交越频率处读取(参见图2)。在所示的示例中,交越频率为80 kHz。所以,图3中的相位裕量约为60°。相位裕量低于约40°即被视为不稳定。当相位裕量在40°和70°之间时,控制环路设置良好。在此范围内,能够较好地同时兼顾调节速度和稳定性。相位裕量高于70°时,系统非常稳定,但是调节速度非常慢。

开关稳压器的数据手册中一般不提供波特图。原因在于,波特图在很大程度上取决于电路设计。使用的开关频率、选择的外部元件(例如电感和输出电容),以及各自的工作条件(例如输入电压、输出电压和负载电流)都会产生巨大影响。所以,一般使用计算工具(例如LTpowerCAD®)或仿真工具(例如LTspice®)生成波特图。借助这些工具生成波特图,您就可以快速判断设计的电路是否能够满足动态控制行为要求。

作者简介

Frederik Dostal曾就读于德国埃尔兰根大学微电子学专业。他于2001年开始工作,涉足电源管理业务,曾担任各种应用工程师职位,并在亚利桑那州凤凰城工作了4年,负责开关模式电源。他于2009年加入ADI公司,并在慕尼黑ADI公司担任电源管理现场应用工程师。

围观 16

作者:MEGHANA MANAVAZHI

随着服务器和数据中心在全球范围内的应用日益广泛,对稳定高效电源的需求越来越强烈,以应对不断增加的功耗。由于需要更多的集成中央处理单元、图形处理单元和加速器来提高服务器和数据中心的计算速度,用电量一直快速增长。用电效益的提高催生了电源装置 (PSU) 的发展,以提供高能效、快速瞬态响应、高功率密度和更大的电源容量。

高能效

具有高能效的服务器 PSU 可通过减少功耗和更大程度提高电源到负载间的功率传输效率,降低运营数据中心的成本及其对环境的影响。这种能力使数据中心能够满足日益严格的能效标准(例如 80 Plus),在各种负载范围内实现高于平均水平的钛金级能效,并向环境排放更少的二氧化碳。

快速瞬态响应

在服务器电源应用中,在不断变化的负载和输入瞬态情况下,具有快速瞬态响应有助于实现稳定可靠的系统运行。此外,系统需要满足服务器电源原始设备制造商更严格的瞬态响应规格:在 2.5A/µS 至 5A/µS 之间实现 80% 至 100% 的负载跳跃。图 1 说明了这些参数。

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图 1:瞬态响应参数

更高的功率密度和更大的电源容量

服务器和数据中心的功耗不断增长,因此需要更大的电源容量。通过在更小的空间内提供更大的电源容量,氮化镓 (GaN) 等电源技术可实现更小巧的电源。为了在电源系统中实现高功率密度和缩减整个系统的物料清单,使用实时微控制器 (MCU) 控制高开关频率至关重要。

攻克服务器 PSU 的设计挑战

为了实现上述优势,服务器 PSU 制造商面临几项设计挑战,例如

  • 实现复杂的电源拓扑,例如图腾柱无桥功率因数校正和控制算法,包括零电压开关、零电流开关、同步整流时序和具有混合迟滞控制的电感-电感-电容谐振直流/直流转换。
  • 启用实时控制性能,加快控制回路的执行。
  • 在采用 GaN 和碳化硅 (SiC) 等宽带隙功率器件时减少功耗,同时保持更高的开关频率。

为了满足服务器 PSU 系统对电源效率和功率密度不断增长的要求,实时 MCU 需具有几个关键特性,例如低延迟信号链、高脉宽调制 (PWM) 灵活性和分辨率、高控制环路速度和高开关频率。图 2 显示了一个示例 PSU 框图。

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图 2:具有交流/直流和直流/直流级的服务器电源典型双控制器架构

TMS320F280039C C2000Tm 实时 MCU 提供上述所有特性,还可帮助满足或减少服务器 PSU 的设计预算。它们将继续通过灵活和创新的功能改进集成的实时信号链(检测、处理和控制)。图 3 显示了 F28003x 系列。

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图 3:F28003x MCU 扩展了 C2000 实时 MCU 产品组合

高精度检测

F280039C MCU 通过其集成式模拟元件(包括多个可灵活管理转换启动、具有 11 个有效位数和一个后处理块的 4MSPS 模数转换器),实现了服务器 PSU 的高能效和快速瞬态响应。MCU 还集成了具有优化电源控制功能的快速模拟比较器,具有例如消隐、延迟触发、峰值电流模式控制和斜率补偿特点,可实现精确的功率转换。

高性能处理

F280039C 基于 32 位数字信号处理器架构并结合了控制律加速器,可提供超过 240MIPS 的实时性能,具有浮点单元和三角函数加速器等特性,可实现更高的功率密度和高瞬态响应,能够处理复杂的对时间要求严格的计算。

灵活的高分辨率控制

在大功率服务器 PSU 系统中,即使在高频下,实现更大的电源容量并保持相位间同步也至关重要。F280039C 提供 150ps 分辨率的 PWM 通道,具有谷底开关、延迟触发、死区时间调整和全局重新加载等功能,可以精确控制复杂的电源拓扑和控制算法。集成的可配置逻辑块进一步增强了 PWM 的灵活性,并无缝衔接 GaN 技术来实现高功率密度。

C2000 实时 MCU 在服务器 PSU 系统中的其他优势

除了电源管理和快速实时控制的趋势外,F280039C MCU 还可以满足服务器 PSU 的几项其他热点要求:

  • 在线固件更新可以在不中断电源的情况下无缝切换到新固件,并通过具有多个闪存选择的多组型号和更快的闪存组擦除时间,更大限度降低软件开销。
  • 通信接口从 PMBus 转到控制器局域网 (CAN) 总线(以及可能的 CAN-FD),可实现更快速度、更高数据速率和可靠的主机通信。
  • 通过加密功能(例如高级加密标准、安全启动和安全 JTAG 协议)实现安全性,可在这个更加互联的世界中保护代码和数据免受外部攻击,解决业界担忧。

结语

F280039C MCU 在 C2000 MCU 平台上进行了扩展,提供集成功能,可帮助您实现高级实时控制,同时降低物料清单成本。F28003x MCU 系列通过解锁 GAN 和 SiC 等宽带隙技术的全部潜力,实现了更高能效、更高功率密度以及更快响应时间,与这些技术相得益彰。简便易用的软件可加快服务器 PSU 设计人员的开发速度。

其他资源

查看以下可加速开发的参考设计:

来源:TI
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围观 47

对于单极性开关变压器,由于磁芯工作于磁滞回线的半区,所以磁芯损耗约为双极性开关变压器的一半。变压器总损耗为总铜耗与磁芯损耗之和。

MOSFET开关管工作的最大占空比Dmax:


式中:Vor为副边折射到原边的反射电压,当输入为AC 220V时反射电压为135V;VminDC为整流后的最低直流电压;VDS为MOSFET功率管导通时D与S极间电压,一般取10V。

变压器原边绕组电流峰值IPK为:


式中:η为变压器的转换效率;Po为输出额定功率,单位为W。

变压器原边电感量LP:


式中:Ts为开关管的周期(s);LP单位为H。

变压器的气隙lg:


式中:Ae为磁芯的有效截面积(cm2);△B为磁芯工作磁感应强度变化值(T);Lp单位取H,IPK单位取A,lg单位为mm。

变压器磁芯

反激式变换器功率通常较小,一般选用铁氧体磁芯作为变压器磁芯,其功率容量AP为


式中:AQ为磁芯窗口面积,单位为cm2;Ae为磁芯的有效截面积,单位为cm2;Po是变压器的标称输出功率,单位为W;fs为开关管的开关频率;Bm为磁芯最大磁感应强度,单位为T;δ为线圈导线的电流密度,通常取200~300A/cm2,η是变压器的转换效率;Km为窗口填充系数,一般为0.2~0.4;KC为磁芯的填充系数,对于铁氧体为1.0。

根据求得的AP值选择余量稍大的磁芯,一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯,这样磁芯的窗口有效使用系数较高,同时可以减少漏感。

变压器原边匝数NP:


式中:△B为磁芯工作磁感应强度变化值(T),Ae单位为cm2,Ts单位为s。

变压器副边匝数Ns:


式中:VD为变压器二次侧整流二极管导通的正向压降。

功率开关管的选择

开关管的最小电压应力UDS


一般选择DS间击穿电压应比式(9)计算值稍大的MOSFET功率管。

绕组电阻值R:


式中:MUT为平均每匝导线长度(cm);N为导线匝数;

为20℃时导线每cm的电阻值(μΩ)。

绕组铜耗PCU为:


原、副边绕组电阻值可通过求绕组电阻值R的公式求出,当求原边绕组铜耗时,电流用原边峰值电流IPK来计算;求副边绕组铜耗时,电流用输出电流Io来计算。

磁芯损耗

磁芯损耗取决于工作频率、工作磁感应强度、电路工作状态和所选用的磁芯材料的性能。对于双极性开关变压器,磁芯损耗PC:


式中:Pb为在工作频率、工作磁感应强度下单位质量的磁芯损耗(W/kg); Gc为磁芯质量(Kg)。
对于单极性开关变压器,由于磁芯工作于磁滞回线的半区,所以磁芯损耗约为双极性开关变压器的一半。变压器总损耗为总铜耗与磁芯损耗之和。

来源:21ic电子网

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