——ONE——
1.0 方案背景
TI M0内核微控制器去年推出评估版芯片和软件，今年上半年推出正式版，支持易于上手的SYSCONFIG初始化代码配置工具，如图1.1所示。
图1.1 使用SYSCONFIG配置M0L1306外设
最先上市的是入门级的MSPM0L系列及其配套的开发套件LP-MSPM0L1306，也就是俗称的LaunchPad。受TI大学计划部委托，开发了一款基于LP-MSPM0L1306的智能小车，同时具备巡线、避障和直立平衡功能，并可方便的进行扩展。验证了即使是入门级的M0L系列微控制器，也完全可以胜任电赛中相对复杂的应用。如图1.2所示即为TI MSPM0 MCU线下教师培训会（杭州站）培训所使的小车。
图1.2 基于LP-MSPM0L1306的智能小车
但是小车主要使用的是微控制器的数字功能（模拟外设仅用到了ADC），而TI M0系列微控制器的一个主要特色是集成了丰富的模拟外设，如图1.3所示的M0L1306包含有：
(1) GPAMP：普通运放×1
(2) OPAx：程控运放×2
(3) COPM0+DAC8_0：模拟比较器×1+8位DAC×1
(4) ADC：12位ADC×1
图1.3 MSPM0L1306的模拟外设
如何能够综合性的展示MSPM0微控制器模拟外设的“用途”，成为一个难题。毕竟单独看每一个模拟外设并不是指标有多先进。直到今年电赛的C题“电感电容测量装置”的出现，给了这样一个机会，仅使用一块M0L1306，就能基本实现赛题要求。
——TWO——
2.0 基于M0L1306的单芯片LC测量装置硬件原理
如图2.1所示为基于M0L1306的单芯片LC测量装置的整体原理图，黑色部分是MCU内部的模拟外设，蓝色部分是测量电容加的外部电路，绿色是测量电容加的外部电路。下面分别讲解电容和电感测量电路。
图2.1 基于M0L1306的单芯片LC测量装置
2.1 电容硬件测量原理
将电容测量电路部分从总原理图中拆分出来，如图2.2所示，测量电容和电感的基本原理都是和基准电阻分压，测量分压波形的幅值和相位。
(1) 外部元件为10kΩ多圈电位器RP和作为分压基准的360kΩ电阻R_ref（实际为1%精度电阻）,C?为待测电容。
(2) DAC+OPA1的固定搭配产生1kHz，3.3Vpp，直流偏移1.65V的正弦激励信号，如图2.3红色波形所示。（注：M0L系列MCU的DAC必须经OPAx缓冲后才能对外输出）
(3) 基准电阻R_ref与待测元件C?分压，产生待测相移信号，采用低侧测量，如图2.3蓝色波形所示。
(4) 多圈电位器RP+GPAMP产生1.65V直流偏置信号，如图2.3紫色波形所示。
(5) 由于GPAMP输出的直流偏置的抵消作用，OPA0只放大待测信号中的交流部分（1.65V直流部分不变），得到如图2.3所示的绿色波形。
图2.2 电容测量硬件原理图
图2.3 电容测量理论波形图
2.2 电感测量硬件原理
如图2.4左所示，电感测量的外部元件包括一个NPN三极管和一个10欧的电阻。相比电容测量电路，电感测量电路有两个难点，第一个就是1kHz下待测电感（10μH~100μH）阻抗不到1欧姆，所以串联的分压电阻只能取10欧姆，内部DAC+程控运放带不动这么重的负载。
解决的方法就是使用经典的三极管射随电路来扩流。DAC+OPA1产生理论值1kHz，2Vpp，直流偏移1.8V的正弦激励信号。三极管射极实际输出约0.3V~2V幅值的正弦波。如图2.4右所示，用示波器观测实际三极管的基极波形是橙色和射极波形是绿色。
图2.4 经三极管扩流的正弦激励信号
另一个难点是，如图2.4所示的电路中，电感两端的电压信号是双极性（测电容的时候是单极性的），而现在M0只剩两个单极性运放可以用。
解决方案：使用MSPM0L技术手册（SLAU847C）里的一种特殊差分放大电路，如图2.5所示。V3的输出不是差分信号，但是V3-V2就是差分信号了。这样做的好处是，参数设置合理的情况下，V1、V2、V3全部都是单极性信号（V1信号进运放，V2信号进运放，V3信号进ADC都得是正的，但是V2-V1有正有负就没关系了）。参数怎么设置合理，需要用仿真软件仿真。
图2.5 MSPM0 L-Series 32-MHz
Microcontrollers技术手册截图
如图2.6所示，使用M0剩余的两个运放构成“差分放大”，用ADC同时对V3和V2采样，就可以实现差分测量效果。改变OPA0的增益就可以实现程控差分放大。特别说明，由于重负载下，V2不能认为是恒定正弦信号，因此需要实时采样（而电容测量电路里可认为是恒定的正弦激励信号）。
图2.6 完整的电感测量硬件电路
——THREE——
3.0 正交鉴相原理
对于分压法测量阻抗（感抗、容抗、等效串联电阻）来说，本质就是测量出分压后波形的幅值和相位。获取幅值的方法相对容易，ADC采样后积分即可。相位的精确测量则面临一定挑战，仅检测“过零点”来判断相位差肯定是不精确的（只有仿真软件仿真理想正弦波时，可以用来验证原理）。
对分压波形0~180°进行积分并减去直流分量后，可得实部电压Ureal。对分压波形90~270°进行积分并减去直流分量后，可得虚部电压Uimg。根据实部电压和虚部电压的大小和比值来计算幅值和相位，就是正交鉴相法。下面以电容测量计算为例（电感测量计算方法基本一致），从简单到复杂讲解正交鉴相的原理。
3.1 待测元件仅含有电阻分量
如图3.1所示，如果待测元件只有电阻分量，则分压波形UC与激励波形U完全同相位，虚部电压Uimg为0，UC完全由Ureal构成。
图3.1 待测元件为纯电阻时的波形图和向量图
3.2 待测元件仅含有电容分量
如图3.2所示，如果待测元件只有电容分量，则分压波形UC比激励波形U落后0~90°相位，实部电压Ureal和虚部电压Uimg均不为0。
(1) 实部电压Ureal与U同相位，虚部电压Uimg落后U90°。
(2) 由于待测元件只有电容分量，所以实部电压和虚部电压平方和开根号，就直接是容抗电压UXC。
(3) 结合已知的激励电压U，可求得基准电阻电压UR。
(4) 结合已知的基准电阻阻值R_ref，可求得待测电容值C。
图3.2 待测元件为纯电容时的波形图和向量图
3.3 待测元件既有电容分量也有等效串联电阻分
如图3.3所示，如果待测元件既有容抗XC又有等效串联电阻ESR，则分压波形UC同样是比激励波形U落后0~90°的相位，实部电压Ureal和虚部电压Uimg均不为0。问题的焦点是怎么求出等效串联电阻电压UESR和容抗电压UXC所占的比例来，也就是要知道向量图中的∠3。
(1) 根据向量图中的直角△ABD，通过Ureal和Uimg的比值，可求出∠1。
(2) 通过Ureal和Uimg的平方和，可求出UC，而激励电压U在轻负载下为已知量。
(3) 根据向量图中的△ACD，通过U、UC和∠1，可求出∠2和UR。
(4) 根据向量图中的△ACE，可得90°-∠1-∠2=∠3，损耗角正切D=tan∠3。
(5) 根据向量图中的△ADE，通过UC和∠3，可求出UESR和UXC。
(6) 通过UXC和UR的比值，以及基准电阻R_ref的值，就可以得出待测C值。
图3.3 待测元件为含ESR电容时的波形图和向量图
——FOUE——
MSPM0L1306主要软件代码
4.1 激励信号部分
根据如图4.1所示的正弦表，定时改变DAC幅值，生成1kHz正弦波，测量电容和电感用到不同的正弦表。正弦表通过如图4.2所示的Excel公式计算得来。
图4.1 电容测量和电感测量时使用的正弦表
图4.2 由EXCEl计算得出正弦表
4.2 信号采样部分
无论是电容测量还是电感测量，ADC均以1MHz频率DMA方式采样1000个数据，但是数据的组成不一样。
4.2.1 电容采样
如图4.3所示，电容测量模式下，1000个数据全是待测电容电压。
图4.3 测量电容采样示意图
如图4.4所示，可以用CCS中自带的Graph功能取代示波器来调试电路。OPA0实现的自动增益系数为2~32倍，因为基本构架是同相比例放大。这个增益范围实际有点吃力，1nF放大2倍如果量程合适的话，100nF放大32倍还不够，如果再有一个程控运放就更好了（在5.4节会提及这个问题）。
图4.4 CCS的Graph功能获得的ADC采样波形图
4.2.2 电感采样
如图4.5所示电感测量的时候，V2和V3交替采样，各占500个数据点。由于等效为反相比例放大，所以OPA0自动控制增益系数分别为1,3,7,15,31。
图4.5 测量电感采样示意图
如图4.6所示，这是用Graph直接观测连续的1000个数据点波形，会有两个正弦波的轮廓。在Graph的属性中，将Index Increment改为2，再修改合适的起始数据地址，就可以将V3和V2的波形分开显示，如图4.7所示。V3交流成分-V2交流成分就是电感两端电压。
图4.6 V3和V2合并观测的Graph波形
图4.7 V3和V2分开观测的Graph波
4.3 元件判别部
当软硬件测量模式不符时，它们和正常情况的波形有很大区别，加上一些特征判据就可以自动切换正确的测量模式。
(1) 如图4.8所示为软件处于L测量模式，而硬件处于C测量模式的采样波形。
(2)如图4.9所示为软件处于C测量模式，而硬件处于L测量模式的采样波形。
图4.8 软件L测量，硬件C测量时的采样波形
图4.9 软件C测量，硬件L测量时的采样波形
4.4 向量图计算部分
图3.3所示的向量图计算看起来很简单，其实也一点不难。每次DMA采样完成拿到1000个数据后，利用math.h中的sqrt、atan，acos数学函数硬算即可。
以下计算代码段中，前面的是测量电容时的代码片段，后面的是测量电感时的代码片段，两者仅在第5行中对于Theata_Udac_Uz有正负号的区别。
4.5 程序校准部分
如图4.10所示，用数字电桥校准待测电容和电感，全部使用串联模型。由于引线电阻/接触电阻对电感Q值测量影响很大，因此待测电感用的是无引线电感，且电桥的四线夹后再加了一个开尔文夹来尽量保持夹持电感力度一致。
图4.10 数字电桥标定待测元件
整个测量系统存在很多误差，例如基准电阻阻值，实际程控放大器的增益系数、线路寄生电阻/电容/电感等等，因此需要校准。但数据校准的前提是数据是稳定且可重复的，实验证明该测量系统满足校准的前提条件。
(1) 图4.11左，展示的是单次测量时，数据的抖动情况，
(2) 图4.11右，展示的是系统断电，再重新放上同一个待测元件后，数据的抖动情况。
图4.11 数据的稳定性展示
校准的方法是用Excel进行线性拟合，在单段线性拟合时，精度可基本控制在5%，如果不满意，还以进一步分段线性拟合。
如图4.12所示是第三档增益（实际增益7）校准电感时的数据表，以及拟合出来的校准直线。
图4.12 EXCEL校准电感
如图4.13所示是第三档增益（实际增益7）校准电感等效串联电阻ESR时的数据表，以及拟合出来的校准直线。
图4.13 EXCEL校准等效串联电阻
如图4.14所示，利用图4.12和图4.13得出的校准直线系数，填写在对应的case 3处。
图4.14 校准代码截图
——FIVE——
其他注意事项
5.1 由杜邦线直插的硬件电路
电容测量的时候，（按题目要求的）等效串联电阻在千欧以上，杜邦线直插带来的接触电阻影响不大。如图5.1左所示就是最原始的杜邦线直插电容测量装置，可以看到外部元件只有电位器、基准电阻和待测电容插孔。
如图5.1右所示为原始的电感测量电路，可以看到外部元件只有NPN三极管、基准电阻和待测电感插孔。但是电感测量时等效ESR远小于1欧姆，杜邦线直插精度远远不够，只能实验一下原理。
图5.1 使用杜邦线直插的电容测量电路和电感测量电路
5.2 由洞洞板焊接硬件电路
如图5.2所示为洞洞板焊接的电感电容测试装置，是完全可行的。注意电感测试回路能焊接就尽量避免接插连接，能螺丝拧就不要直接插拔，并使用开尔文夹来夹持待测电感。
图5.2 洞洞板焊接的电感电容测试装置
5.3 增加OELD显示屏带来的干扰
如图5.3所示为增加了OLED屏幕接口的打样PCB板，并且升级了更优质的开尔文夹。
图5.3 带OLED接口的打样PCB板
在引入OLED显示屏后，测试电容时发生了如图5.4所示的干扰，而只要任意时刻拔除OLED，或者不对OLED进行初始化，波形就会如图5.5一样恢复正常。这说明OLED模块内部有开关电源电路，会对测量电路带来干扰。
图5.4 OLED引入干扰时的波形
图5.5 拔除OLED干扰消失时的波形
经过分析可知，如图5.6所示的电容测量电路中PA26所接的电位器中点偏置电压点，极易引入电源线耦合干扰，应加微法级电容C进行滤波。滤波后的测量波形如图5.7所示，干扰已完全消失。图5.5和图5.7波形有直流偏差，原因是这是两块电路板，它们的电位器调节值不一样（偏置电位器只需保证波形不削底/削顶，就不会对测量有影响）。
图5.6 加入电位器中点滤波电容后的电容测量电路
图5.7 中点电容消除OLED引入干扰的波形
5.4 升级MSPM0G3507微控制器（此节为大会报告后添加）
由于受TI大学计划部委托，一直是开发基于MSPM0L系列微控制器的有关应用，为了考验MSPM0L系列微控制器的极限能力，在做电赛C题时，也没有去更换后续推出的更高性能MSPM0G系列微控制器。
同学们可以自行尝试使用更高性能的MSPM0G3507 LaunchPad来解答电赛C题。主频方面，G系列是80MHz主频，L系列是32MHz主频，本应用中，主频影响不大，只是编程时可能会有些许便利。但使用模拟外设性能指标更好的MSPM0G3507代替MSPM0L1306将会在至少以下两个方面，提高测量装置的性能，如图5.8所示：
(1) G3507包含两个独立12位4MHz同步采样的ADC，无论是提高采样率，还是提高分辨率，都可以很大程度提高测量装置的性能。而L1306仅有1个12位ADC，采样速度也不及G3507。
(2) L1306中的DAC是比较器附带的8位DAC，不仅精度低，而且更不利的是要消耗掉1个宝贵的可编程OPA作为缓冲器才能输出，这样一来就只剩1个可编程OPA进行信号放大。而G3507则是自带缓冲器的独立12位DAC，这样2个可编程OPA级联使用将使得信号增益更加适应量程。
图5.8 MSPM0G3507微控制器说明书的模拟外设简介
来源：德州仪器TI校园计划
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