随着电子设备尺寸不断缩小，它们的内部电路必须同步缩小。产品小型化成为各行各业的显著发展趋势，这为工程师在空间受限的设计中完成合适的解决方案带来了新的设计难题。

为了满足紧凑型电子设备日益严格的尺寸要求，集成电路设计人员将外部元件集成到器件内部，以最大程度地减少外部元件数量。在构建所有电子设备所需的各种电路中，缩小DC-DC 转换器的尺寸同样极具挑战性，因为它们无处不在（所有设备都需要电源），电源设计人员通常会面临这样一个现实，即缩小解决方案尺寸往往会对性能产生负面影响。

例如，能显著节省PCB面积的一种方法是采用单芯片DC-DC转换器，该转换器将经过精心选择的电源开关器件集成到IC封装之中，从而使所需外部元件减少为少量的无源器件。在许多情况 下，与外部电源开关控制器设计相比，紧凑型设计最终会带来不需要的结果，即在更小的空间中增加了功率损耗，从而产生更高的温升。为了避免产生的热量水平造成困扰，选择合适的单片式DC-DC转换器对于设计紧凑高效的电源系统至关重要。

1、2 MHz单芯片4开关DC-DC转换器和LED驱动器

LT3942 是ADI非常通用的单芯片降压-升压稳压器IC之一。该升压-降压转换器能够应对在创建灵活紧凑的DC-DC转换器解决方案的同时不会牺牲性能的挑战。LT3942将四个40 V/2 A电源开关、 两个栅极驱动器自举二极管及其所有的控制和驱动器电路集成到一个4 mm × 5 mm小型QFN封装中。由于具有高达2 MHz工作开关频率能力，因此可以最大程度地减小外部元件的尺寸，节省 PCB空间，同时为各种DC-DC转换器提供了高带宽工作性能。

LT3942具有与 LT8390A/LT8391A 系列降压-升压控制器IC相同的峰值电流模式控制方案，并且能够在2开关升压、4开关降压-升压（升压-降压）和2开关降压工作模式之间无缝转换。转换器监测并比较其输入和输出电压，以确定正确的工作模式。当 PVIN:PVOUT 的比率发生变化并迫使转换器转换模式时，LT3942保持稳压作用，同时可以在开关对之间智能切换控制。

除了通过多种 PVIN:PVOUT组合来调节输出电压之外，LT3942还可以配置为调节输入或输出电流，以用于恒定电流调节应用。来自ISMON引脚的电流监控反馈提供了一个与实测电流成比例的缓冲电压输出，从而允许连接的电路监控实测的电流水平。这种调节电流或电压的能力使LT3942非常适合用作LED驱动器、紧凑型电池充电器、微型太阳能电池板供电的转换器或通用稳压器。

2、14 V、1 A LED驱动器

图1显示了基于LT3942的紧凑型LED驱动器的完整评估电路。该解决方案能够为四个（最高14 V）串联的一串白光LED提供1 A电流。最大功率输出的输入电压范围为7 V至36 V，低工作电流时可降至4 V，非常适合未稳压的汽车输入电源。该解决方案中的LT3942的工作开关频率为2 MHz，因此可以使用相对较小的电感和电容。所以完整的LED驱动器解决方案适合15 mm × 15mm 的PCB尺寸，所有元件都位于电路板的同一面（包括IC）。

图1. 这款基于LT3942的演示电路(DC2404A)展示了一种高性能、紧凑型DC-DC稳压器解决方案，专门用来在这种情况下驱动LED。

该解决方案还具有高带宽工作性能，可以快速调节输出电流。当在降压模式下工作时，LT3942使用外部PWM源对LED进行100Hz无闪烁调光，从而实现高达5000:1的调光比。如果没有外部 PWM源，也可以使用其内部PWM调光功能实现LT3942调光。内部调光提供高达128:1的调光功能，无需任何外部PWM信号源，仅需一个电阻即可设置调光频率，以及一个直流电压来控制输出电流的占空比。与大多数ADI Power的LED驱动器一样，LT3942还具有模拟调光功能，通过在CTRL引脚上施加直流电压可提供高达20:1的模拟调光。可以将模拟和PWM调光组合使 用，以实现比单独使用任何一种方法更高的有效调光比。

3、展频用于降低EMI峰值

为了帮助创建一个低噪声DC-DC转换器系统，LT3942内置一个可选展频(SSFM)功能。SSFM一旦启用，会在由RT电阻设置的值至高达25%的额外开关频率之间扫描开关频率。该扫描动作可以 在宽频谱范围内分散由开关引起的辐射，而不是将这些辐射集中在窄带中，从而降低整体的EMI峰值。SSFM与输入和输出EMI滤波器结合使用时，有助于降低宽频率范围内的EMI，从而更易于设计符合辐射标准的系统。

4、12 V、1 A稳压器

LT3942不只限于驱动LED。它是一款功能强大的紧凑型稳压器，非常适合解决从宽范围未稳压电源产生稳定输出的问题。图4中所示的12 V、1 A稳压器设计与图2中的14 W LED驱动器解决方案相似，但做了一些小改动。与LED驱动器应用一样，稳压器可以在很宽的输入电压范围内维持输出调节，可在电压低至7 V的条件下提供全输出功率，并在电压低至4 V的条件下维持低输出功率工作。

图2. DC2404A利用LT3942创建了一个紧凑型14 W LED驱动器应用，可在宽输入范围提供稳定的输出电流。

图3. LT3942的高带宽工作性能有助于LED照明应用在宽动态亮度范围内实现高比率PWM调光。无需EMI滤波器，DC2404A在120 Hz时可实现高达4000:1的调光，而在100 Hz时则可实现高达5000:1的调光。

图4中的效率曲线表明，即使工作开关频率为2 MHz时，LT394212 V稳压器也具有接近95%的出色峰值效率，而在其大多数输入电压范围内的效率为85%或更高。即使以其总输出功率的十分 之一为其输出供电，也可保持80%以上的效率，这表明该器件在轻负载条件下仍可高效运行。

(a). Input Voltage Efficiency Sweep.

(b). Load Current Efficiency Sweep.

图4. 配置为12 W稳压器的LT3942在宽输入范围内具有出色的电压调节和负载效率特性。

LT3942的电流检测和控制特性使其不仅适合于LED调光控制，而且也能在需要电压调节和电流控制的其他情况下出色地工作。将检测电阻配置在输出端时，可以很轻松地将LT3942配置用作紧凑型恒流、恒压电池充电器。对于具有严格输入电流限制的应用，例如由小型电池、电容组或光伏电池供电的电路，可以将监测电阻移至稳压器的输入侧，从而为系统提供输入电流限制和监控。LT3942可从CC模式无缝转换为CV模式（反之亦然），确保输入和/或输出始终稳定。

5、汽车顺序点亮转向信号和装饰性照明

在新型豪车和高性能汽车上常见的动画式顺序点亮转向信号灯正在迅速普及，逐步取代传统的闪烁式指示灯。早期的顺序点亮转向信号的实现采用多个降压转换器或线性稳压器为转向信号灯组中的LED供电，导致解决方案复杂、相对低效且过于庞大，极大地限制了照明设计的应用领域。减少所需功率IC的数量，使用单个高效器件，是扩大照明设计人员选择范围的明显方式。

单个转换器解决方案需要的器件能够对各种LED组合（照明设计中会出现从所有LED点亮到单个LED点亮，以及介于前两者之间的各种其他组合）的串电压维持输出调节。随着动画灯在连接 的LED的各种配置中变化时，输入电压会高于、低于或等于输出电压。这种类型的应用需要一个升压-降压转换器，该转换器可以智能地选择工作模式并在工作模式之间无缝转换，同时维持 输出调节。LT3942的降压-升压拓扑和高带宽工作性能使它能够轻松操纵这些变化而不会出现毛刺。

图5所示的顺序点亮转向信号设计采用LT3942从汽车电池以330mA电流为八个LED供电，并可选择为一串琥珀色LED（用于转向信号灯操作）、一串白色LED（用于日间行车灯）或其他装饰性 照明（用于前灯/尾灯设计中）供电。

图5. 在顺序点亮转向信号应用中，每次点亮一个LED，从而迫使DC-DC转换器迅速适应新的 PVIN:PVOUT 组合。这对LT3942来说不是问题，因为它可在 顺序点亮转向模式期间从升压、降压-升压、降压工作模式无缝转换，从而确保在各种模式下维持稳定的LED电流。

微控制器充当用户输入的转向信号与照明系统之间的接口。这使照明设计人员（或最终用户，如果需要的话）能够完全控制执行LED动画顺序点亮所需的所有时序和信号，并且可以控制在 任何给定时间为哪种颜色的LED灯串供电。

在此设计中，在顺序点亮模式期间，每次向灯串导入一个转向信号LED，以产生转向信号。当LED由微控制器添加到灯串时，LT3942维持对输出电流的调节，以保持一致的光亮度。在所有 LED都点亮之后，LT3942停止开关操作，并拉低输出电压，使转换器设置为下一个顺序点亮周期做好准备。当转向信号未使用时，微控制器重新连至装饰照明LED串，并继续等待转向信号用户输入，这将两种照明功能组合到一个LED驱动器解决方案中。

6、小结

电子设备迫使工程师不断寻求更小的集成器件，以满足日益增长的空间受限需求。LT3942单芯片降压-升压转换器和LED驱动器集成了众多可节省空间的特性，以解决空间受限的电气设计 难题，同时不会牺牲性能。其单芯片设计和2 MHz的工作开关频率缩小了解决方案的尺寸，使其能够适用于紧凑的PCB设计中。该器件具有高度灵活性，既可以用作恒流调节器，也可以 用作恒压调节器，适合各式各样的应用。

对于需要低噪声电源以满足严格EMI要求的设计，LT3942的SSFM功能有助于降低传导发射和电磁辐射骚扰，其便捷的IC封装引脚排列可实现紧凑的开关热环路。这些特性以及宽输入范围， 可在设计人员面临紧凑型电源需求时，简化他们的工作。

GD32F30x 和 GD32F403 系列硬件为参考。

一. 硬件设计 

1.电源

2.复位

注意：

1. 内部上拉电阻40kΩ，建议外部上拉电阻建议10kΩ，以使得电压干扰不会导致芯片工作异常；

2. 若考虑静电等影响，可在NRST管脚处放置ESD保护二极管；

3. 尽管MCU内部有硬件POR电路，仍推荐外部加NRST复位阻容电路；

4. 如果MCU启动异常（由于电压波动等），可适当增加NRST对地电容值，拉长MCU复位完成时间，避开上电异常时序区。

3.时钟

GD32F30x/GD32F403系列内部有完备的时钟系统，可以根据不同的应用场合，选择合适的时钟源，时钟主要特征：

4-32MHz外部高速晶体振荡器（HXTAL）；

8MHz内部高速RC振荡器（IRC8M）；

32.768KHz外部低速晶体振荡器（LXTAL）；

48 MHz内部高速RC振荡器（IRC48M）；

40kHz内部低速RC振荡器（IRC40K）；

PLL时钟源可选HXTAL、IRC8M或IRC48M；

HXTAL时钟可监控；

时钟树如下：

4.启动配置

GD32F30x/GD32F403系列提供三种启动方式，可以通过BOOT0和BOOT1来进行相关的配置。

用户可以配置BOOT0和BOOT1，进行上电复位或系统复位，从而确定启动选项。电路设计时，运行用户程序，BOOT0不能悬空，建议通过一个10kΩ电阻到GND；运行System Memory进行程序更新，需要将BOOT0接高，BOOT1接低，更新完成后，再将BOOT0接低上电才能运行用户程序；SRAM执行程序多用于调试状态下。

嵌入式的 Bootloader 存放在系统存储空间，用于对 FLASH 存储器进行重新编程。在GD32F305xx/ GD32F307xx/ GD32F403xx设备中，Bootloader可以通过USART0 (PA9 and PA10)，USART1 (PD5 and PD6)，USBFS (PA9, PA11 and PA12)和外界交互。在GD32F303xx（Flash<512kB）设备中，Bootloader可以通过USART0 (PA9 and PA10) 和外界交互, 在GD32F303xx（Flash>512kB）设备中，Bootloader可以通过USART0 (PA9 and PA10) USART1 (PA2 and PA3)和外界交互。

5.下载调试

GD32F30x/GD32F403系列内核支持JTAG调试接口和SWD接口。JTAG接口标准为20针接口，其中5根信号接口，SWD接口标准为5针接口，其中2根信号接口。

注意：复位后，调试相关端口为输入PU/PD模式，其中：

PA15：JTDI为上拉模式；

PA14：JTCK / SWCLK为下拉模式；

PA13：JTMS / SWDIO为上拉模式；

PB4：NJTRST为上拉模式；

PB3：JTDO为浮空模式。

有以下几种方式可以提高SWD下载调试通信的可靠性，增强下载调试的抗干扰能力。

1. 缩短SWD两个信号线长度，最好15cm以内；

2. 将SWD两根线和GND线编个麻花，缠在一起；

3. 在SWD两根信号线对地各并几十pF小电容；

4. SWD两根信号线任意IO串入100Ω~1KΩ电阻。

6.典型外设

ubs外设电路

二. PCB Layout

1.电源去耦电容

GD32F30x/GD32F403系列电源有VDD、VDDA、VREF+和VBAT四个供电脚，100nF去耦电容采用陶瓷即可，且需要保证位置尽可能地靠近电源引脚。电源走线要尽量使得经过电容后再到达MCU电源引脚，建议可通过靠近电容PAD处打Via的形式Layout。

2.时钟电路

GD32F30x/GD32F403系列时钟有HXTAL和LXTAL，要求时钟电路（包括晶体或晶振及电容等）靠近MCU时钟引脚放置，且尽量时钟走线由GND包裹起来。

注意：

1. 晶体尽量靠近MCU时钟Pin，匹配电容等尽量靠近晶体；

2. 整个电路尽量与MCU在同层，走线尽量不要穿层；

3. 时钟电路PCB区域尽量禁空，不走任何与时钟无关走线；

4. 大功率、强干扰风险器件及高速走线尽量远离时钟晶体电路；

5. 时钟线进行包地处理，以起到屏蔽效果。

3.复位电路

注意：复位电路阻容等尽可能地靠近MCU NRST引脚，且NRST走线尽量远离强干扰风险器件及高速走线等，条件允许的话，最好将NRST走线做包地处理，以起到更好的屏蔽效果。

4.USB 电路

USB模块有DM、DP两根差分信号线，建议PCB走线要求做特性阻抗90ohm，差分走线严格按照等长等距规则来走，且尽量使走线最短，如果两条差分线不等长，可在终端用蛇形线补偿短线。

由于阻抗匹配考虑，串联匹配电阻建议50Ω左右即可。当USB终端接口离MCU较远的时候，需要适当增大该串联电阻值。

注意：

1. 布局时摆放合理，以缩短差分走线距离；

2. 优先绘制差分线，一对差分线上尽量不要超过两对过孔，且需要对称放置；

3. 对称平行走线，保证两根线紧密耦合，避免90°、弧形或45°走线方式；

4. 差分走线上所接阻容、EMC等器件，或测试点，也要做到对称原则。

对于USB HS模块，MCU与外部HS PHY之间的数据线与信号控制线也尽量走短，需要用蛇形线做等长处理，注意事项如下：

1. 布局时摆放合理，USB HS-PHY芯片与MCU之间尽量紧凑；

2. 布线时，以信号线中最长的一根线长度为目标，将其他信号线通过蛇形走线补偿即可。

5.BGA 走线

GD32F403x 系列中包含 BGA100 的封装，对应的型号为 GD32F403VxH6，该芯片走线和其它 BGA 芯片类似，先对各个球型焊盘进行扇出，再进行布线操作。对于 0.5 mm Pitch 的 BGA封装，若将 BGA 焊盘大小设置为 0.25/0.35，过孔距焊盘以及线宽线距为 3 mil 时，可以使用Dog bone 型扇出，扇出后如图 3-5. BGA100 封装的扇出方式所示，过孔距焊盘距离为 4.5mil；但此种布线对 PCB 制造商工艺要求较高，需与 PCB 制造商沟通后再进行布线，若制造商工艺达不到要求，可对此 BGA 封装打盘中孔以及盲埋孔

参考：

作者：ADI产品应用高级工程师Jingjing Sun，ADI产品应用经理Ling Jiang，ADI产品应用高级总监Henry Zhang

问题：

能否优化开关电源的效率？

答案：

当然可以，最小化热回路PCB ESR和ESL是优化效率的重要方法。

简介

对于功率转换器，寄生参数最小的热回路PCB布局能够改善能效比，降低电压振铃，并减少电磁干扰(EMI)。ADI将在本文讨论如何通过最小化PCB的等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)来优化热回路布局设计。文中研究并比较了影响因素，包括解耦电容位置、功率FET尺寸和位置以及过孔布置。通过实验验证了分析结果，并总结了最小化PCB ESR和ESL的有效方法。

热回路和PCB布局寄生参数

开关模式功率转换器的热回路是指由高频(HF)电容和相邻功率FET形成的临界高频交流电流回路。它是功率级PCB布局的最关键部分，因为它包含高dv/dt和di/dt噪声成分。设计不佳的热回路布局会产生较大的PCB寄生参数，包括ESL、ESR和等效并联电容(EPC)，这些参数对功率转换器的效率、开关性能和EMI性能有重大影响。

图1.带热回路ESR和ESL的降压转换器

图1显示了同步降压DC-DC转换器原理图。热回路由MOSFET M1和M2以及解耦电容C_IN形成。M1和M2的开关动作会产生高频di/dt和dv/dt噪声。C_IN提供了一个低阻抗路径来旁路高频噪声成分。然而，器件封装内和热回路PCB走线上存在寄生阻抗（ESR、ESL）。高di/dt噪声通过ESL会引起高频振铃，进而导致EMI。ESL中存储的能量在ESR上耗散，导致额外的功率损耗。因此，应尽量减小热回路PCB的ESR和ESL，以减少高频振铃并提高效率。

准确提取热回路的ESR和ESL，有助于预测开关性能并改进热回路设计。器件的封装和PCB走线均会影响回路的总寄生参数。本文主要关注PCB布局设计。有一些工具可帮助用户提取PCB寄生参数，例如Ansys Q3D、FastHenry/FastCap、StarRC等。Ansys Q3D之类的商用工具可提供准确的仿真，但通常价格昂贵。FastHenry/FastCap是一款基于部分元件等效电路(PEEC)数值建模的免费工具¹ ，可以通过编程提供灵活的仿真来探索不同的版图设计，但需要额外的编程。FastHenry/FastCap寄生参数提取的有效性和准确性已经过验证，并与Ansys Q3D进行了比较，结果一致^2,3 。在本文中，FastHenry用作提取PCB ESR和ESL的经济高效的工具。

热回路PCB的ESR和ESL与解耦电容位置的关系

本部分基于ADI的LTM4638 µModule^®稳压器演示板DC2665A-B来研究C_IN位置的影响。LTM4638是一款集成式20V_IN、15A降压型转换器模块，采用小型6.25mm × 6.25mm × 5.02mm BGA封装。它具有高功率密度、快速瞬态响应和高效率特性。模块内部集成了一个小的高频陶瓷C_IN，不过受限于模块封装尺寸，这还不够。图2至图4展示了演示板上的三种不同热回路，这些热回路使用了额外的外部C_IN。第一种是垂直热回路1（图2），其中C_IN1放置在μModule稳压器下方的底层。µModule V_IN和GND BGA引脚通过过孔直接连接到C_IN1。这些连接提供了演示板上的最短热回路路径。第二种热回路是垂直热回路2（图3），其中C_IN2仍放置在底层，但移至μModule稳压器的侧面区域。其结果是，与垂直热回路1相比，该热回路添加了额外的PCB走线，预计ESL和ESR更大。第三种热回路选项是水平热回路（图4），其中C_IN3放置在靠近μModule稳压器的顶层。µModule V_IN和GND引脚通过顶层铜连接到C_IN3，而不经过过孔。然而，顶层的V_IN铜宽度受其他引脚排列的限制，导致回路阻抗高于垂直热回路1。表1比较了FastHenry提取的热回路 PCB ESR和ESL。正如预期的那样，垂直热回路1的PCB ESR和ESL最低。

图2.垂直热回路1：(a)俯视图和(b)侧视图

图3.垂直热回路2：(a)俯视图和(b)侧视图

图4.水平热回路：(a)俯视图和(b)侧视图

表1.使用FastHenry提取的不同热回路的PCB ESR和ESL

为了通过实验验证不同热回路的ESR和ESL，ADI测试了12V转1V CCM运行时演示板的效率和V_IN交流纹波。理论上，ESR越低，则效率越高，而ESL越小，则V_SW振铃频率越高，V_IN纹波幅度越低。图5a显示了实测效率。垂直热回路1的效率最高，因为其ESR最低。水平热回路和垂直热回路1之间的损耗差异也是基于提取的ESR计算的，这与图5b所示的测试结果一致。图5c中的V_IN HF纹波波形是在C_IN上测试的。水平热回路具有更高的V_IN纹波幅度和更低的振铃频率，因此验证了其回路ESL高于垂直热回路1。另外，由于回路ESR更高，因此水平热回路的V_IN纹波衰减速度快于垂直热回路1。此外，较低的V_IN纹波降低了EMI，因而可以使用较小的EMI滤波器。

图5.演示板测试结果：(a)效率，(b)水平回路与垂直回路1之间的损耗差异，(c) 15 A输出时M1导通期间的V_IN纹波

热回路PCB ESR和ESL与MOSFET尺寸和位置的关系

对于分立式设计，功率FET的布置和封装尺寸对热回路ESR和ESL也有重大影响。本部分ADI对使用功率FET M1和M2以及解耦电容CIN的典型半桥热回路进行了建模和研究。图6比较了常见功率FET封装尺寸和放置位置。表2显示了每种情况下提取的ESR和ESL。

图6.热回路PCB模型：

(a) 5mm × 6mm MOSFET，直线布置；

(b) 5mm × 6mm MOSFET，以90°形状布置；

(c) 5mm × 6mm MOSFET，以180°形状布置；

(d) 两个并联的3.3mm × 3.3mm MOSFET，以90°形状布置；

(e) 两个并联的3.3mm × 3.3mm MOSFET，以90°形状布置，带有接地层；

(f) 对称的3.3mm × 3.3mm MOSFET，位于顶层和底层，以90°形状布置。

表2.对于不同器件形状和位置，使用FastHenry提取的热回路PCB ESR和ESL

情况(a)至(c)展示了三种常见功率FET布置，其中采用5mm × 6mm MOSFET。热回路的物理长度决定了寄生阻抗。与情况(a)相比，情况(b)中的90°形状布置和情况(c)中的180°形状布置的回路路径更短，导致ESR降低60%，ESL降低80%。由于90°形状布置显示出了优势，可基于情况(b)研究更多情况，以进一步降低回路ESR和ESL。情况(d)将一个5mm × 6mm MOSFET替换为两个并联的3.3mm × 3.3mm MOSFET。由于MOSFET尺寸更小，回路长度进一步缩短，导致回路阻抗降低7%。情况(e)将一个接地层放置在热回路层下方，与情况(d)相比，热回路ESR和ESL进一步降低2%。原因是接地层上产生了涡流，其感应出相反的磁场，相当于降低了回路阻抗。情况(f)构建了另一个热回路层作为底层。如果将两个并联MOSFET对称布置在顶层和底层，并通过过孔连接，则由于并联阻抗，热回路PCB ESR和ESL的降低更加明显。因此，在顶层和底层上以对称90°形状或180°形状布置较小尺寸的器件，可以获得最低的PCB ESR和ESL。

为了通过实验验证MOSFET布置的影响，可以使用ADI的高效率4开关同步降压-升压控制器演示板LT8390/DC2825A和LT8392/DC2626A⁴。如图7a和图7b所示，DC2825A采用直线MOSFET布置，DC2626A采用90°形状的MOSFET布置。为了进行公平比较，两个演示板配置了相同的MOSFET和解耦电容，并在36V转12V/10A、300kHz降压操作下进行了测试。图7c显示了M1导通时刻测得的V_IN交流纹波。采用90°形状的MOSFET布置时，V_IN纹波的幅度更低，谐振频率更高，这就验证了热回路路径较短导致PCB ESL更小。相反，直线MOSFET布置的热回路更长，ESL更高，导致V_IN纹波幅度要高得多，并且谐振频率更低。根据Cho和Szokusha研究的EMI测试结果，较高的输入电压纹波还会导致EMI辐射更严重⁴。

图7.(a) LT8390/DC2825A热回路，MOSFET以直线布置；

(b) LT8392/DC2626A热回路，MOSFET以90°形状布置；

(c) M1导通时的V_IN纹波波形。

热回路PCB的ESR和ESL与过孔布置的关系

热回路中的过孔布局对回路ESR和ESL也有重要影响。图8对使用两层PCB结构和直线布置功率FET的热回路进行了建模。FET放置在顶层，第二层是接地层。C_IN GND焊盘和M2源极焊盘之间的寄生阻抗Z2是热回路的一部分，作为示例进行研究。Z2是从FastHenry提取的。表3总结并比较了不同过孔布置的仿真ESR₂和ESL₂。

图8.热回路PCB模型，(a) 5个GND过孔靠近C_IN和M2布置；

(b) 14个GND过孔布置在C_IN和M2之间；

(c) 基于(b)，GND上再布置6个过孔；

(d) 基于(c)，GND区域上再布置9个过孔。

通常，添加更多过孔会降低PCB寄生阻抗。然而，ESR₂和ESL₂的降低程度与过孔数量并不是线性比例关系。靠近引脚焊盘的过孔，所导致的PCB ESR和ESL的降低最明显。因此，对于热回路布局设计，必须将几个关键过孔布置在靠近C_IN和MOSFET焊盘的位置，以使高频回路阻抗最小。

表3.使用不同过孔布置时提取的热回路PCB ESR₂和ESL₂

结论

减小热回路的寄生参数有助于提高电源效率，降低电压振铃，并减少EMI。为了尽量减小PCB寄生参数，ADI研究并比较了使用不同解耦电容位置、MOSFET尺寸和位置以及过孔布置的热回路布局设计。更短的热回路路径、更小尺寸的MOSFET、对称的90°形状和180°形状MOSFET布置、靠近关键元器件的过孔，均有助于实现最低的热回路PCB ESR和ESL。

参考资料

¹Mattan Kamon、Michael Tsuk和Jacob White。 “FASTHENRY: A Multipole-Accelerated 3-D Inductance Extraction Program.” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，第42卷，1994年。

²Andreas Musing、Jonas Ekman和Johann W. Kolar。 “Efficient Calculation of Non-Orthogonal Partial Elements for the PEEC Method.” IEEE Transactions on Magnetics，第45卷，2009年。

³Ren Ren、Zhou Dong和Fei Fred Wang。 “Bridging Gaps in Paper Design Considering Impacts of Switching Speed and Power-Loop Layout.” IEEE，2020年。

⁴Yonghwan Cho和Keith Szolusha。“低辐射的4开关降压-升压型控制器布局——单热回路与双热回路”。模拟对话，第55卷，2021年7月。

⁵Henry J. Zhang。“非隔离开关电源的PCB布局考量”。ADI公司，2012年。

⁶Christian Kueck。“电源布局和EMI”。ADI公司，2012年。

关于ADI公司 

本文详细说明在设计混合信号PCB的布局时应考虑的内容。本文将涉及元件放置、电路板分层和接地平面方面的考量。本文讨论的准则为混合信号板的布局设计提供了一种实用方法，对所有背景的工程师应当都能有所帮助。

混合信号PCB设计要求对模拟和数字电路有基本的了解，以最大程度地减少（如果不能防止的话）信号干扰。构成现代系统的元件既有在数字域运行的元件，又有在模拟域运行的元件，必须精心设计以确保整个系统的信号完整性。

作为混合信号开发过程的重要组成部分，PCB布局可能令人生畏，而元件放置仅仅是开始。还有其他因素必须考虑，包括电路板各层以及如何适当管理这些层，以最大程度地减少寄生电容 （PCB的平面间层之间可能会意外产生此类电容）引起的干扰。

接地也是混合信号系统的PCB布局设计中的一个重要步骤。尽管接地是行业中经常争论的一个话题，但对于工程师来说，制定一套标准化方法不一定是最简单的任务。例如，高质量接地的某个单一问题可能会影响高性能混合信号PCB设计的整个布局。因此，不应忽略此方面。

元件放置

与建造房屋类似，放置电路元件之前必须创建系统的平面规划图。此步骤将奠定系统设计的整体完整性，并应有助于避免高噪声信号干扰。

在制定平面图时，建议遵循原理图的信号路径，尤其是对于高速电路。元件的位置也是设计的关键方面。设计人员应能识别重要的功能模块、信号以及模块之间的连接，从而确定各元件在系统中的最佳位置。例如，连接器最好放置在板的边缘，而辅助元件（如去耦电容和晶振）必须尽可能靠近混合信号器件放置。

模拟和数字模块分离

为了尽量减少模拟和数字信号的共同返回路径，可以考虑模拟和数字模块分离，以使模拟信号不会与数字信号混合。

图1显示了模拟和数字电路分离的一个很好的例子。分割模拟和数字部分时应注意以下事项：

• 建议将敏感的模拟元件（如放大器和基准电压源）放置在模拟平面内。类似地，高噪声的数字元件（如逻辑控制和时序模块）必须放在另一侧/数字平面上。

• 如果系统包含一个具有低数字电流的混合信号模数转换器(ADC)或数模转换器(DAC)，则对此的处理方式可以与模拟平面中包含的模拟元件相似。

• 对于具有多个高电流ADC和DAC的设计，建议将模拟和数字电源分开。也就是说， AVCC 必须与模拟部分绑定，而DVDD应连接到数字部分。

• 微处理器和微控制器可能会占用空间并产生热量。这些器件必须放置在电路板的中心以便更好地散热，同时应靠近与其相关的电路模块。

电源模块

电源是电路的重要组成部分，应妥善处理。根据经验，电源模块必须与电路的其余部分隔离，同时仍应靠近其供电的元件。

复杂系统中的器件可能有多个电源引脚，在这种情况下，模拟部分和数字部分可以分别使用专用电源模块，以避免高噪声数字干扰。

另一方面，电源布线应短而直，并使用宽走线以减小电感和避免限流。

去耦技术

电源抑制比(PSRR)是设计人员在实现系统目标性能时必须考虑的重要参数之一。PSRR衡量器件对电源变化的灵敏度，最终将决定器件的性能。

为了保持最佳PSRR，有必要防止高频能量进入器件。为此，可以利用电解电容和陶瓷电容的组合将器件电源适当去耦到低阻抗接地平面。

适当去耦的目的是为电路运行创造一个低噪声环境。基本规则是通过提供最短路径来使电流轻松返回。

设计人员务必注意关于每个器件的高频滤波建议。更重要的是，该清单将用作指南，提供一般去耦技术及其正确的实施方案：

• 电解电容充当瞬态电流的电荷储存器，以最大程度地降低电源上的低频噪声，而低电感陶瓷电容用于降低高频噪声。另外，铁氧体磁珠是可选的，但会增加高频噪声隔离和去耦。

• 去耦电容必须尽可能靠近器件的电源引脚放置。这些电容应通过过孔或短走线连接到低阻抗接地平面的较大区域，以最大程度地减少附加串联电感。

• 较小电容（通常为0.01μF至0.1μF）应尽可能靠近器件的电源引脚放置。当器件同时有多个输出切换时，这种布置可防止运行不稳定。电解电容（通常为10μF至100μF）距离器件的电源 引脚应不超过1英寸。

• 为使实施更轻松，可以利用器件GND引脚附近的过孔通过T型连接将去耦电容连接到接地平面，而不是创建走线。示例参见图2。

电路板层

一旦完成元件放置和平面规划图，我们就可以看看电路板设计的另一个方面——通常称之为电路板层。强烈建议先考虑电路板层，再进行PCB布线，因为这将确定系统设计的允许回流路径。

电路板层指电路板中铜层的垂直布置。这些层应管理整个电路板的电流和信号。

图3显示了电路板各层的视觉表示。表1详细说明了一个典型4层PCB的设置：

通常，高性能数据收集系统应有四层或更多层。顶层通常用于数字/模拟信号，而底层用于辅助信号。第二层（接地层）充当阻抗控制信号的参考平面，用于减少IR压降并屏蔽顶层中的数字信号。最后，电源平面位于第三层。

电源和接地平面必须彼此相邻，因为它们提供了额外的平面间电容，有助于电源的高频去耦。

对于接地层，这些年来针对混合信号设计的建议已改变。多年来，将接地平面分为模拟和数字两部分是有道理的，但是对于现代的混合信号器件，建议采用一种新方法。适当的平面规划和信号分离应能防止高噪声信号的相关问题。

接地平面：分离还是不分离？

接地是混合信号PCB布局设计中的一个重要步骤。典型4层PCB至少须有一层专门用于接地平面，以确保返回信号通过低阻抗路径返回。所有集成电路接地引脚应路由并直接连接到低阻抗接地平面，从而将串联电感和电阻降至最低。

对于混合信号系统，分离模拟和数字接地已成为一种标准接地方法。但是，具有低数字电流的混合信号器件最好通过单一接地进行管理。更进一步，设计人员必须根据混合信号电流需求考虑哪种接地做法最合适。设计人员须考虑两种接地做法。

单一接地平面

对于具有单个低数字电流ADC或DAC的混合信号系统，单一实接地平面会是最佳方法。要理解单一接地层的重要性，我们需要回顾返回电流。返回电流是指返回接地以及器件之间的走线以形成一个完整环路的电流。为了防止混合信号干扰，必须跟踪整个PCB布局中的每条返回路径。

图4中的简单电路显示了单一实接地平面相对于分离接地平面的优势。信号电流具有大小相等但方向相反的返回电流。该返回电流在接地平面中流回源，它将沿着阻抗最小的路径流动。

对于低频信号，返回电流将沿着电阻最小的路径流动，通常是器件接地基准点之间的直线。但对于较高频率信号，返回电流的一部分会尝试沿着信号路径返回。这是因为沿此路径的阻抗较低，流出和返回的电流之间形成的环路最小。

模拟地和数字地分离

对于难以采用实接地方案的复杂系统，分离接地可能更合适。分离接地平面是另一种常用方法，接地平面一分为二：模拟接地平面和数字接地平面。这适用于具有多个混合信号器件并消耗高数字电流的更复杂系统。图5显示了采用分离接地平面的系统示例。

对于采用分离接地平面的系统，实现整体接地的最简单解决方案是消除接地平面的中断，并允许返回电流采取更直接的路线，通过星形接地交界处流回。星形接地是混合信号布局设计中模拟和数字接地平面连接在一起的交界处。

在常见系统中，星形接地可以与模拟和数字接地平面之间的简单狭窄连续交界相关。对于更复杂的设计，星形接地通常用跳线分流到接地接头来实现。星形接地中没有电流流动，因此不需要承载高电流的接头和跳线分流器。星形接地的主要作用是确保两个接地具有相同的基准电平。

设计人员务必检查每个器件的数据手册中提供的接地建议，确保符合接地要求并避免与接地有关的问题。另一方面，具有AGND和DGND引脚的混合信号器件可以与各自的接地平面相连因为星形接地也会在一点上连接两种接地。这样，所有高噪声数字电流都会流过数字电源，一直流到数字接地平面，并回到数字电源，同时与敏感的模拟电路隔离。AGND和DGND平面的隔离必须在多层PCB的所有层上实现。

其他常见接地做法

可以采用下面的步骤或检查清单来确保在混合信号/数字系统中实施了适当的接地方案：

• 星形接地点的连接应由较宽的铜走线构成。

• 检查接地平面有无窄走线，这些连接是不合需要的。

• 提供焊盘和过孔很有用，以便在必要时可以连接模拟和数字接地平面。

结论

混合信号应用的PCB布局可能很有挑战性。创建元件平面规划图只是起点。当努力实现混合信号系统布局的最佳性能时，正确管理电路板层和制定适当的接地方案也是系统设计人员必须考虑的关键点之一。制定元件平面规划图将有助于奠定系统设计的整体完整性。适当地组织电路板层将有助于管理整个电路板的电流和信号。最后，选择最有利的接地方案将会改善系统性能，并防止与高噪声信号和返回电流相关的问题发生。

随着电子设备尺寸不断缩小，它们的内部电路必须同步缩小。产品小型化成为各行各业的显著发展趋势，这为工程师在空间受限的设计中完成合适的解决方案带来了新的设计难题。

为了满足紧凑型电子设备日益严格的尺寸要求，集成电路(IC)设计人员将外部元件集成到器件内部，以最大程度地减少外部元件数量。在构建所有电子设备所需的各种电路中，缩小DC-DC 转换器的尺寸同样极具挑战性，因为它们无处不在（所有设备都需要电源），电源设计人员通常会面临这样一个现实，即缩小解决方案尺寸往往会对性能产生负面影响。

例如，能显著节省PCB面积的一种方法是采用单芯片DC-DC转换器，该转换器将经过精心选择的电源开关器件集成到IC封装之中，从而使所需外部元件减少为少量的无源器件。在许多情况 下，与外部电源开关控制器设计相比，紧凑型设计最终会带来不需要的结果，即在更小的空间中增加了功率损耗，从而产生更高的温升。为了避免产生的热量水平造成困扰，选择合适的单片式DC-DC转换器对于设计紧凑高效的电源系统至关重要。

1、2 MHz单芯片4开关DC-DC转换器和LED驱动器

LT3942 是ADI非常通用的单芯片降压-升压稳压器IC之一。该升压-降压转换器能够应对在创建灵活紧凑的DC-DC转换器解决方案的同时不会牺牲性能的挑战。LT3942将四个40 V/2 A电源开关、 两个栅极驱动器自举二极管及其所有的控制和驱动器电路集成到一个4 mm × 5 mm小型QFN封装中。由于具有高达2 MHz工作开关频率能力，因此可以最大程度地减小外部元件的尺寸，节省 PCB空间，同时为各种DC-DC转换器提供了高带宽工作性能。

LT3942具有与 LT8390A/LT8391A 系列降压-升压控制器IC相同的峰值电流模式控制方案，并且能够在2开关升压、4开关降压-升压（升压-降压）和2开关降压工作模式之间无缝转换。转换器监测并比较其输入和输出电压，以确定正确的工作模式。当 PVIN:PVOUT 的比率发生变化并迫使转换器转换模式时，LT3942保持稳压作用，同时可以在开关对之间智能切换控制。

除了通过多种 PVIN:PVOUT组合来调节输出电压之外，LT3942还可以配置为调节输入或输出电流，以用于恒定电流调节应用。来自ISMON引脚的电流监控反馈提供了一个与实测电流成比例的缓冲电压输出，从而允许连接的电路监控实测的电流水平。这种调节电流或电压的能力使LT3942非常适合用作LED驱动器、紧凑型电池充电器、微型太阳能电池板供电的转换器或通用稳压器。

2、14 V、1 A LED驱动器

图1显示了基于LT3942的紧凑型LED驱动器的完整评估电路。该解决方案能够为四个（最高14 V）串联的一串白光LED提供1 A电流。最大功率输出的输入电压范围为7 V至36 V，低工作电流时可降至4 V，非常适合未稳压的汽车输入电源。该解决方案中的LT3942的工作开关频率为2 MHz，因此可以使用相对较小的电感和电容。所以完整的LED驱动器解决方案适合15 mm × 15mm 的PCB尺寸，所有元件都位于电路板的同一面（包括IC）。

该解决方案还具有高带宽工作性能，可以快速调节输出电流。当在降压模式下工作时，LT3942使用外部PWM源对LED进行100Hz无闪烁调光，从而实现高达5000:1的调光比。如果没有外部 PWM源，也可以使用其内部PWM调光功能实现LT3942调光。内部调光提供高达128:1的调光功能，无需任何外部PWM信号源，仅需一个电阻即可设置调光频率，以及一个直流电压来控制输出电流的占空比。与大多数ADI Power的LED驱动器一样，LT3942还具有模拟调光功能，通过在CTRL引脚上施加直流电压可提供高达20:1的模拟调光。可以将模拟和PWM调光组合使 用，以实现比单独使用任何一种方法更高的有效调光比。

3、展频用于降低EMI峰值

为了帮助创建一个低噪声DC-DC转换器系统，LT3942内置一个可选展频(SSFM)功能。SSFM一旦启用，会在由RT电阻设置的值至高达25%的额外开关频率之间扫描开关频率。该扫描动作可以 在宽频谱范围内分散由开关引起的辐射，而不是将这些辐射集中在窄带中，从而降低整体的EMI峰值。SSFM与输入和输出EMI滤波器结合使用时，有助于降低宽频率范围内的EMI，从而更易于设计符合辐射标准的系统。

4、12 V、1 A稳压器

LT3942不只限于驱动LED。它是一款功能强大的紧凑型稳压器，非常适合解决从宽范围未稳压电源产生稳定输出的问题。图4中所示的12 V、1 A稳压器设计与图2中的14 W LED驱动器解决方案相似，但做了一些小改动。与LED驱动器应用一样，稳压器可以在很宽的输入电压范围内维持输出调节，可在电压低至7 V的条件下提供全输出功率，并在电压低至4 V的条件下维持低输出功率工作。

图4中的效率曲线表明，即使工作开关频率为2 MHz时，LT394212 V稳压器也具有接近95%的出色峰值效率，而在其大多数输入电压范围内的效率为85%或更高。即使以其总输出功率的十分 之一为其输出供电，也可保持80%以上的效率，这表明该器件在轻负载条件下仍可高效运行。

LT3942的电流检测和控制特性使其不仅适合于LED调光控制，而且也能在需要电压调节和电流控制的其他情况下出色地工作。将检测电阻配置在输出端时，可以很轻松地将LT3942配置用作紧凑型恒流、恒压电池充电器。对于具有严格输入电流限制的应用，例如由小型电池、电容组或光伏电池供电的电路，可以将监测电阻移至稳压器的输入侧，从而为系统提供输入电流限制和监控。LT3942可从CC模式无缝转换为CV模式（反之亦然），确保输入和/或输出始终稳定。

5、汽车顺序点亮转向信号和装饰性照明

在新型豪车和高性能汽车上常见的动画式顺序点亮转向信号灯正在迅速普及，逐步取代传统的闪烁式指示灯。早期的顺序点亮转向信号的实现采用多个降压转换器或线性稳压器为转向信号灯组中的LED供电，导致解决方案复杂、相对低效且过于庞大，极大地限制了照明设计的应用领域。减少所需功率IC的数量，使用单个高效器件，是扩大照明设计人员选择范围的明显方式。

单个转换器解决方案需要的器件能够对各种LED组合（照明设计中会出现从所有LED点亮到单个LED点亮，以及介于前两者之间的各种其他组合）的串电压维持输出调节。随着动画灯在连接 的LED的各种配置中变化时，输入电压会高于、低于或等于输出电压。这种类型的应用需要一个升压-降压转换器，该转换器可以智能地选择工作模式并在工作模式之间无缝转换，同时维持 输出调节。LT3942的降压-升压拓扑和高带宽工作性能使它能够轻松操纵这些变化而不会出现毛刺。

图5所示的顺序点亮转向信号设计采用LT3942从汽车电池以330mA电流为八个LED供电，并可选择为一串琥珀色LED（用于转向信号灯操作）、一串白色LED（用于日间行车灯）或其他装饰性 照明（用于前灯/尾灯设计中）供电。

微控制器充当用户输入的转向信号与照明系统之间的接口。这使照明设计人员（或最终用户，如果需要的话）能够完全控制执行LED动画顺序点亮所需的所有时序和信号，并且可以控制在 任何给定时间为哪种颜色的LED灯串供电。

在此设计中，在顺序点亮模式期间，每次向灯串导入一个转向信号LED，以产生转向信号。当LED由微控制器添加到灯串时，LT3942维持对输出电流的调节，以保持一致的光亮度。在所有 LED都点亮之后，LT3942停止开关操作，并拉低输出电压，使转换器设置为下一个顺序点亮周期做好准备。当转向信号未使用时，微控制器重新连至装饰照明LED串，并继续等待转向信号用户输入，这将两种照明功能组合到一个LED驱动器解决方案中。

6、小结

电子设备迫使工程师不断寻求更小的集成器件，以满足日益增长的空间受限需求。LT3942单芯片降压-升压转换器和LED驱动器集成了众多可节省空间的特性，以解决空间受限的电气设计 难题，同时不会牺牲性能。其单芯片设计和2 MHz的工作开关频率缩小了解决方案的尺寸，使其能够适用于紧凑的PCB设计中。该器件具有高度灵活性，既可以用作恒流调节器，也可以 用作恒压调节器，适合各式各样的应用。

对于需要低噪声电源以满足严格EMI要求的设计，LT3942的SSFM功能有助于降低传导发射和电磁辐射骚扰，其便捷的IC封装引脚排列可实现紧凑的开关热环路。这些特性以及宽输入范围， 可在设计人员面临紧凑型电源需求时，简化他们的工作。

LT3942

• 4 开关单电感器架构可使 VIN 大于、小于或等于 VOUT

• 专有的峰值降压/峰值升压电流模式

• 3V 至 36V 输入电压范围

• 0V 至 36V 输出电压范围

• ±1.5% 输出电压调节

• ±3% LED 电流调节

• 5000:1 外部和 128:1 内部 PWM 调光

• 轨至轨 LED 电流检测和监控输出

• 开路和短路 LED 保护以及故障报告

• 300kHz 至 2MHz 固定开关频率以及外部频率同步

• 无闪烁扩频可降低 EMI

• 采用 28 引脚 QFN (4mm × 5mm) 封装