作者：刘松

1、功率MOSFET选型第一步：P管，还是N管？

功率MOSFET有二种类型：N沟道和P沟道，在系统设计的过程中选择N管还是P管，要针对实际的应用具体来选择，N沟道MOSFET选择的型号多，成本低；P沟道MOSFET选择的型号较少，成本高。如果功率MOSFET的S极连接端的电压不是系统的参考地，N沟道就需要浮地供电电源驱动、变压器驱动或自举驱动，驱动电路复杂；P沟道可以直接驱动，驱动简单。

需要考虑N沟道和P沟道的应用主要有：

（1）笔记本电脑、台式机和服务器等使用的给CPU和系统散热的风扇，打印机进纸系统电机驱动，吸尘器、空气净化器、电风扇等白家电的电机控制电路，这些系统使用全桥电路结构，每个桥臂上管可以使用P管，也可以使用N管。

（2）通讯系统48V输入系统的热插拨MOSFET放在高端，可以使用P管，也可以使用N管。

（3）笔记本电脑输入回路串联的、起防反接和负载开关作用的二个背靠背的功率MOSFET，使用N沟道需要控制芯片内部集成驱动的充电泵，使用P沟道可以直接驱动。

2、选取封装类型

功率MOSFET的沟道类型确定后，第二步就要确定封装，封装选取原则有：

（1）温升和热设计是选取封装最基本的要求

不同的封装尺寸具有不同的热阻和耗散功率，除了考虑系统的散热条件和环境温度，如是否有风冷、散热器的形状和大小限制、环境是否封闭等因素，基本原则就是在保证功率MOSFET的温升和系统效率的前提下，选取参数和封装更通用的功率MOSFET。

有时候由于其它条件的限制，需要使用多个MOSFET并联的方式来解决散热的问题，如在PFC应用、电动汽车电机控制器、通讯系统的模块电源次级同步整流等应用中，都会选取多管并联的方式。

如果不能采用多管并联，除了选取性能更优异的功率MOSFET，另外可以采用更大尺寸的封装或新型封装，比如在一些ACDC电源中将TO220改成TO247封装；在一些通讯系统的电源中，采用DFN8*8的新型封装。

（2）系统的尺寸限制

有些电子系统受制于PCB的尺寸和内部的高度，如通讯系统的模块电源由于高度的限制通常采用DFN5*6、DFN3*3的封装；在有些ACDC的电源中，使用超薄设计或由于外壳的限制，装配时TO220封装的功率MOSFET管脚直接插到根部，高度的限制不能使用TO247的封装。有些超薄设计直接将器件管脚折弯平放，这种设计生产工序会变复杂。

在大容量的锂电池保护板的设计中，由于尺寸限制极为苛刻，现在大多使用芯片级的CSP封装，尽可能的提高散热性能，同时保证最小的尺寸。

（3）公司的生产工艺

TO220有二种封装：裸露金属的封装和全塑封装，裸露金属的封装热阻小，散热能力强，但在生产过程中，需要加绝缘坠，生产工艺复杂成本高，而全塑封装热阻大，散热能力弱，但生产工艺简单。

为了减小锁螺丝的人工工序，近几年一些电子系统采用夹子将功率MOSFET夹在散热片中，这样就出现了将传统的TO220上部带孔的部分去除的新的封装形式，同时也减小的器件的高度。

（4）成本控制

早期很多电子系统使用插件封装，这几年由于人工成本增加，很多公司开始改用贴片封装，虽然贴片的焊接成本比插件高，但是贴片焊接的自动化程度高，总体成本仍然可以控制在合理的范围。在台式机主板、板卡等一些对成本极其敏感的应用中，通常采用DPAK封装的功率MOSFET，因为这种封装的成本低。

因此在选择功率MOSFET的封装时，要结合自己公司的风格和产品的特点，综合考虑上面因素。

3、选取耐压BVDSS

在大多数情况下，似乎选取功率MOSFET的耐压对于很多工程师来说是最容易的一件事情，因为设计的电子系统输入电压是相对固定的，公司选取特定的供应商的一些料号，产品额定电压也是固定的。比如在笔记本电脑适配器、手机充电器中，输入为90-265V的交流，初级通常选用600V或650V的功率MOSFET；笔记本电脑主板输入电压19V，通常选用30V的功率MOSFET，根本不需要任何的考虑。

数据表中功率MOSFET的击穿电压BVDSS有确定的测试条件，在不同的条件下具有不同的值，而且BVDSS具有正温度系数，在实际的应用中要结合这些因素综合考虑。

很多资料和文献中经常提到：如果系统中功率MOSFET的VDS的最高尖峰电压如果大于BVDSS，即便这个尖峰脉冲电压的持续只有几个或几十个nS，功率MOSFET也会进入雪崩从而发生损坏。

不同于三极管和IGBT，功率MOSFET具有抗雪崩的能力，而且很多大的半导体公司功率MOSFET的雪崩能量在生产线上是全检的、100%检测，也就是在数据中这是一个可以保证的测量值，雪崩电压通常发生在1.2-1.3倍的BVDSS，而且持续的时间通常都是uS、甚至mS级，那么持续只有几个或几十个nS、远低于雪崩电压的尖峰脉冲电压是不会对功率MOSFET产生损坏的。

为什么在实际的设计中，要求在最极端的情况下，功率MOSFET的最大VDS电压必须低于BVDSS、同时还要有一定的降额，如5%，10%，甚至20%的降额？

原因在于：保证电子系统的可生产性，以及在大批量生产时候的可靠性。

任何电子系统的设计，实际的参数都会有一定的变化范围，有时候很难保证多个极端的情况碰到一起，从而对系统产生问题，特别是在高温的条件下，功率器件以及系统的其它元件温度系数的漂移会产生一些难以想象的问题，降额以及设计的裕量可以尽可能的减小在这些极端条件下发生损坏的问题。

4、由驱动电压选取VTH

不同电子系统的功率MOSFET选取的驱动电压并不相同，ACDCD电源通常使用12V的驱动电压，笔记本的主板DCDC变换器使用5V的驱动电压，因此要根据系统的驱动电压选取不同阈值电压VTH的功率MOSFET。

数据表中功率MOSFET的阈值电压VTH也有确定的测试条件，在不同的条件下具有不同的值，VTH具有负温度系数。不同的驱动电压VGS对应着不同的导通电阻，在实际的应用中要考虑温度的变化，既要保证功率MOSFET完全开通，同时又要保证在关断的过程中耦合在G极上的尖峰脉冲不会发生误触发产生直通或短路。

5、选取导通电阻RDSON，注意：不是电流

很多时候工程师关心RDSON，是因为RDSON和导通损耗直接相关，RDSON越小，功率MOSFET的导通损耗越小、效率越高、温升越低。同样的，工程师尽可能沿用以前项目中或物料库中现有的元件，对于RDSON的真正的选取方法并没有太多的考虑。当选用的功率MOSFET的温升太低，出于成本的考虑，会改用RDSON大一些的元件；当功率MOSFET的温升太高、系统的效率偏低，就会改用RDSON小一些的元件，或通过优化外部的驱动电路，改进散热的方式等来进行调整。

想一想：如果是一个全新的项目，没有以前的项目可循，那么如何选取功率MOSFET的RDSON？

这里作者介绍一个方法给大家：功耗分配法。

当设计一个电源系统的时候，已知条件有：输入电压范围，输出电压/输出电流，效率，工作频率，驱动电压，当然还有其它的技术指标，和功率MOSFET相关的主要是这些参数。

步骤如下：

（1）根据输入电压范围，输出电压/输出电流，效率，计算系统的最大损耗。

（2）功率回路的杂散损耗，非功率回路元件的静态损耗，IC的静态损耗以及驱动损耗，做大致的估算，经验值可以占总损耗的10%-15%。如果功率回路有电流取样电阻，计算电流取样电阻的功耗。总损耗减去上面的这些损耗，剩下部分就是功率器件、变压器或电感的功率损耗。

将剩下的功率损耗按一定的比例分配到功率器件和变压器或电感中，不确定的话，按元件数目平均分配，这样就得到每个MOSFET的功率损耗。

（3）将MOSFET的功率损耗，按一定的比例分配给开关损耗和导通损耗，不确定的话，平均分配开关损耗和导通损耗。

（4）由MOSFET导通损耗和流过的有效值电流，计算最大允许的导通电阻，这个电阻是MOSFET在最高工作结温的RDSON。

数据表中功率MOSFET的RDSON标注有确定的测试条件，在不同的定义的条件下具有不同的值，测试的温度为：TJ=25℃，RDSON具有正温度系数，因此根据MOSFET最高的工作结温和RDSON温度系数，由上述RDSON计算值，得到25℃温度下对应的RDSON。

（5）由25℃的RDSON来选取型号合适的功率MOSFET，根据MOSFET的RDSON实际参数，向下或向上修整。

通过以上步骤，就初步选定功率MOSFET的型号和RDSON参数。

很多资料和文献中，经常计算系统的最大电流，然后进行降额，由功率MOSFET数据表的电流值来选取器件，这种方法是不对的。

功率MOSFET的电流是一个计算值，而且是基于TC=25℃，也没有考虑开关损耗，因此这种方法和实际的应用差距太大，没有参考价值。在一些有大电流冲击要求有短路保护的应用中，会校核数据表中的最大漏极脉冲电流值及其持续时间，这个和选取RDSON没有直接的关系。

6、选取开关特性：Crss、Coss、Ciss；Qg、Qgd、Qoss

功率MOSFET在开关过程中产生开关损耗，开关损耗主要和这些开关特性参数有关。QG影响驱动损耗，这一部分损耗并不消耗在功率MOSFET中，而且是消耗在驱动IC中。QG越大，驱动损耗越大。

基于RDSON选取了功率MOSFET的型号后，这些开关特性参数都可以在数据表中查到，然后根据这些参数计算开关损耗。

7、热设计及校核

根据选取的功率MOSFET的数据表和系统的工作状态，计算其导通损耗和开关损耗，由总的功率损耗和工作的环境温度计算MOSFET的最高结温，校核其是否在设计的范围。所有条件基于最恶劣的条件，然后由计算的结果做相应的调整。

如果总的损耗偏大，大于分配的功率损耗，那么就要重新选取其它型号的功率MOSFET，可以查看比选取的功率MOSFE的RDSON更大或更小的其它型号，再次校核总的功率损耗，上述过程通常要配合第5、6步，经过几次的反复校验，最后确定与设计相匹配的型号，直到满足设计的要求。

有时候由于产品型号的限制找不到参数合适的产品，可以采用以下的方法：

（1）使用多管并联的方式，来解决散热和温升的问题。

（2）将功率损耗重新分配，变压器或电感、其它的功率元件分配更多的功耗。更改功率分配的时候，也要保证其它元件的温升满足系统设计要求。

（3）如果系统允许，改变散热的方式或加大散热器的尺寸。

（4）其它因素，调整工作频率、更改电路结构等，如PFC采用交错结构，采用LLC或其它软开关电路。

8、校核二极管特性

在桥式电路中如全桥、半桥、LLC以及BUCK电路的下管，有内部寄生二极管的反向恢复的问题，最简单的方法就是采用内部带快恢复二极管的功率MOSFET，如果内部不带快恢复二极管，就要考虑内部寄生二极管的反向恢复特性：Irrm、Qrr、trr、trr1/trr2，如trr要小于250nS，这些参数影响着关断的电压尖峰、效率，以及可靠性，如在LLC的起动、短路中，系统进入容性模式、若二极管反向恢复性能较差，容易产生上下管直通而损坏的问题。如果控制器具有容性模式保护功能，就不用考虑这个因素。

9、雪崩能量及UIS、dv/dt

雪崩能量及测试的条件参考下面的文章，有非常详细的详明。除了反激和一些电机驱动的应用，大多结构不会发生这种单纯的电压箝位的雪崩，很多应用情况下，二极管反向恢复过程中dv/dt、过温以及大电流的综合作用产生动态雪崩击穿损坏。

10、其它参数

内部RG的大小、负载开关和热插拨工作在线性区的问题、SOA特性，和EMI相关的参数、等等。

汽车级器件导通电阻低至4.4 mW，采用业内超薄鸥翼引线结构5 mm x 6 mm紧凑型PowerPAK® SO-8L封装

日前，Vishay Intertechnology, Inc.宣布，推出新款30 V和40 V汽车级p沟道TrenchFET®功率MOSFET---SQJ407EP和SQJ409EP，采用鸥翼引线结构PowerPAK® SO-8L封装，有效提升板级可靠性。SQJ407EP和SQJ409EP通过AEC-Q101认证，占位面积比DPAK封装器件减小50%以上，节省PCB空间并降低成本，同时导通电阻低于任何鸥翼引线结构5 mm x 6 mm封装MOSFET。

由于需要很高功率，12 V汽车系统马达驱动和主电源要求MOSFET在各种应用中具有极低的导通电阻，如电池反向极性保护和高边开关。Vishay Siliconix -30 V SQJ407EP和-40 V SQJ409EP在10 V条件下，导通电阻分别为4.4 mW和7.0 mW，完全可以满足这种要求。此外，作为p沟道MOSFET，两款器件是理想的负载开关，不需要电荷泵提供n沟道器件所需的正向栅压。

日前发布的MOSFET工作温度可达+175 °C，同时鸥翼引线结构可缓解温度循环过程中、主板弯曲、振动和意外跌落产生的机械应力，与刚性QFN封装相比，具有更加优异的板级可靠性。鸥翼引线结构还有助于自动光学检测 (AOI) 过程获得更加一致可靠的结果。

器件采用无铅 (Pb) 封装、无卤素、符合RoHS标准，经过100 % Rg和UIS测试。

SQJ407EP和SQJ409EP现可提供样品并已实现量产。

1、由于MOSFET的结构，通常它可以做到电流很大，可以到上KA，但耐压能力没有IGBT强。

2、IGBT可以做很大功率，电流和电压都可以，就是一点频率不是太高，目前IGBT硬开关速度可以到100KHZ，那已经是不错了。不过相对于MOSFET的工作频率还是九牛一毛，MOSFET可以工作到几百KHZ，上MHZ，以至几十MHZ。

3、就其应用：根据其特点MOSFET应用于开关电源,镇流器,高频感应加热；高频逆变焊机；通信电源等等高频电源领域；IGBT集中应用于焊机，逆变器，变频器，电镀电解电源，超音频感应加热等领域。

开关电源(SMPS) 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。

虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。

本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS(零电压转换) 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定MOSFET 或 IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。

导通损耗

除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾出现。

在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过，因而二极管的恢复特性决定了Eon损耗。所以，选择具有快速体二极管恢复特性的MOSFET十分重要。不幸的是，MOSFET的寄生二极管或体二极管的恢复特性比业界目前使用的分立二极管要缓慢。因此，对于硬开关MOSFET应用而言，体二极管常常是决定SMPS工作频率的限制因素。

一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其应用匹配，具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE(sat)电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地，软恢复超快二极管，可与高频SMPS2开关模式IGBT组合封装在一起。

除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的导通di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt 的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值 (见图3)。

同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg) 和GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS较高，而CIES较低。这里的关键之处在于，为了从MOSFET转换到IGBT，必须对栅极驱动电路进行调节。

传导损耗需谨慎

在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明最差情况下的工作结温下进行的。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于2.92A后，MOSFET的传导损耗更大。

在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比7.5%的20A脉冲 (即5.5A RMS)，则有效的RDS(on)将比5.5A（规格书中的测试电流）时的0.32欧姆大25%。

式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是PFC电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。

在实际应用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是，传导损耗便可以计算为平均集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。

图5中的示例仅考虑了CCM PFC电路的传导损耗，即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流输入电流下工作。它可以传导超过MOSFET 70% 的功率。

虽然IGBT的传导损耗较小，但大多数600V IGBT都是PT (穿透) 型器件。PT器件具有NTC (负温度系数)特性，不能并联分流。或许，这些器件可以通过匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机械封装以有限的成效进行并联，以使得IGBT芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地，MOSFET具有PTC (正温度系数)，可以提供良好的电流分流。

关断损耗 —问题尚未结束

在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾电流，这与清除图1中PNP BJT的少数载流子有关。图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供。 这些曲线基于钳位感性电路且测试电压相同，并包含拖尾电流能量损耗。

降低栅极驱动关断阻抗对减小IGBT Eoff损耗影响极微。如图1所示，当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td(off)I。不过，降低Eoff驱动阻抗将会减少米勒电容CRES和关断VCE的dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险，避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的开关动作。

ZVS和ZCS拓扑在降低MOSFET和IGBT的关断损耗方面很有优势。不过ZVS的工作优点在IGBT中没有那么大，因为当集电极电压上升到允许多余存储电荷进行耗散的电势值时，会引发拖尾冲击电流Eoff。ZCS拓扑可以提升最大的IGBT Eoff性能。正确的栅极驱动顺序可使IGBT栅极信号在第二个集电极电流过零点以前不被清除，从而显著降低IGBT ZCS Eoff 。

MOSFET的Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx (如图8所示) 产生一个电势，通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时，电流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)决定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最大电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/μs。

总结

在选用功率开关器件时，并没有万全的解决方案，电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸，所有这些约束都会在做出最佳选择时起着作用。

在具有最小Eon损耗的ZVS 和 ZCS应用中，MOSFET由于具有较快的开关速度和较少的关断损耗，因此能够在较高频率下工作。

对硬开关应用而言，MOSFET寄生二极管的恢复特性可能是个缺点。相反，由于IGBT组合封装内的二极管与特定应用匹配，极佳的软恢复二极管可与更高速的SMPS器件相配合。

后语

MOSFE和IGBT是没有本质区别的，人们常问的“是MOSFET好还是IGBT好”这个问题本身就是错误的。至于我们为何有时用MOSFET，有时又不用MOSFET而采用IGBT，不能简单的用好和坏来区分，来判定，需要用辩证的方法来考虑这个问题。

新器件进一步提高电源效率

东芝电子元件及存储装置株式会社（“东芝”）推出新系列的下一代650V功率MOSFET，用于数据中心服务器电源、太阳能(PV)功率调节器、不间断电源系统(UPS)和其他工业应用。

TK040N65Z是DTMOS VI系列的首款器件，是一款支持高达57A连续漏极电流(ID)的650V器件，而出现脉冲电流(IDP)时，可支持高达228A的连续漏极电流。该款新器件提供0.04Ω（0.033Ω典型值）超低漏源极导通电阻RDS(ON)，可有效减少电源应用中的损耗。得益于更低的电容设计，该款增强型器件成为现代高速电源应用的理想之选。

关键性能指标/品质因数(FoM) – RDS(ON) x Qgd的降低使得电源效率得到提高。与上一代DTMOS IV-H器件相比，TK040N65Z的这一重要指标提升40%，这意味着电源效率显著提高，据测量，2.5kW PFC电路中电源效率提高大约0.36%[1]。

该款新器件采用业界标准的TO-247封装，既实现了与旧版设计的兼容性，也适用于新项目。

为满足市场需求，东芝将继续扩大其产品阵容并帮助提高电源和电源系统的效率。

该款新器件的批量生产和出货即日启动。

应用场合

  •   数据中心（服务器电源等）
  •   光伏发电机功率调节器
  •   不间断电源系统

特点

  •   RDS(ON) × Qgd降低，支持开关电源提高效率

注：
[1] 截至2018年6月，东芝测量值（2.5kW PFC电路@输出功率=2.5kW）。